Методы повышения помехоустойчивости передачи цифровой информации в низкоскоростных системах с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты

Во введении обоснована актуальность темы, сформулированы цель и задачи исследования, определены научная новизна и практическая значимость работы,
изложены основные положения, выносимые на защиту.
В первой главе приведены общие сведения о СРС с ППРЧ, основные виды
цифровой модуляции, используемые в СРС с ППРЧ, виды помех, предназначенных для подавления СРС с ППРЧ, конкретизированы задачи исследования и выбраны подходы к решению этих задач.
В низкоскоростных СРС с ППРЧ в течение длительности информационного символа Ts постановщик помех в результате решения задач радиотехнической разведки
7
может организовать радиопротиводействие (РП) путем постановки преднамеренных помех.
При имеющемся ограниченном энергетическом ресурсе передатчика помех для нанесения наибольшего деструктивного урона СРС с ППРЧ постановщику помех необходимо распределять этот ограниченный ресурс не по всему частотному диапазону работы СРС с ППРЧ ΔF, а в ограниченной его части, выставляя при этом преднамеренную шумовую помеху в части полосы (рис. 1.1). Спектральная плотность мощности данной помехи определяется следующим образом:
P ρ∆F ,вполосеρ∆F, Nп = п s
0, вполосе(1−ρ)∆F,
где ρ – доля полосы частот СРС, подавляемая помехой, (0 ≤ ρ ≤ 1) ,
Pп – полная мощность преднамеренных помех.
Для борьбы с данной помехой в диссертационной работе предлагается
использовать режим передачи с внутрисимвольной ППРЧ, при котором передача информации осуществляется путем разделения информационного символа на L независимых субсимволов (частотных элементов сигнала с длительностьюTh =Ts L), каждый из которых передается на своей частоте (рис. 1.2).
Рис. 1.1 – Шумовая помеха в части Рис. 1.2 – Частотно-временная матрица полосы частот сигналов с внутрисимвольной ППРЧ
Во второй главе предложены два алгоритма приема символа в режиме передачи с внутрисимвольной ППРЧ и двоичной ЧТ при воздействии преднамеренной шумовой помехи в части полосы.
8

Первый алгоритм основан на том, что если в режиме внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ используется демодулятор с жесткими решениями для каждого субсимвола (частотного элемента ЧТ сигнала), то решение о передаче всего информационного символа выносится на основе мажоритарной логики, т.е. решение принимается по большинству голосов (решений) об отдельных субсимволах.
Средняя вероятность битовой ошибки (СВО) Pb приема сигналов ЧТ с внутрисимвольной ППРЧ в условиях шумовой помехи в части полосы имеет вид

P =k=L [−L/2]
L
 ∑ Ckpk(1−p)L−k, Lнечетное,
Lii
bL kk L−k1LL/2 L/2
∑Cp(1−p) +2C p (1−p) , Lчетное.
Li i L/2i i
k=L/2 1 +
где L – кратность частотного разнесения символа (число скачков на длительности одного
символа),
pi – вероятность ошибки приема i-го субсимвола (на i-м скачке частоты).
p =ρ1exp−1 Eb +(1−ρ)1exp−1 Eb .
i 2  L2(N +PT ρ∆F) 2 0пh0

 L2N 
На рис. 2.1 приведены кривые помехоустойчивости для СРС с ППРЧ/ЧТ в условиях воздействия преднамеренной шумовой помехи в части полосы с долей забиваемой (подавляемой) полосы частот (ρ = 0.05, 0.1) при заданном отношении сигнал/собственный шум приемника (Es N0 =15дБ).
а) б)
Рис. 2.1 – Зависимость СВО на бит Pb от отношения сигнал/помеха для СРС с ППРЧ/ЧТ
при воздействии помехи в части полосы: а) ρ = 0.05; б) ρ = 0.1. 9

Из полученных кривых видно, что использование режима внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ позволяет снизить вероятность ошибки приема символа в области с более мощной преднамеренной помехой (область малых значений отношения сигнал/помеха). Однако в режиме внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ использование алгоритма вынесения решения по мажоритарному правилу показывает невысокие результаты, если информационный символ делится на четное число субсимволов.
Второй способ приема символа в режиме внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ в условиях воздействии шумовой помехи в части полосы основан на использовании алгоритма некогерентного приема сигналов ЧТ с адаптивным взвешиванием и сложением разнесенных субсимволов. Для данного алгоритма приема на основе полученных откликов принятого сигнала r(t) и весовых множителей vk, определяемых как величины, обратно пропорциональные суммарной мощности помех и сигнала P∑ на k-м скачке
частоты (для k-го субсимвола), формируются решающие статистики принятия решения в виде:
LL
z1= vx,иz= vx,
Структурная схема приемного устройства СРС с ППРЧ/ЧТ, реализующего такой алгоритм приема, показана на рис. 2.2.
Рис. 2.2 – Структурная схема приемного устройства сигналов ППРЧ/ЧТ
Средняя вероятность битовой ошибки (СВО) Pb для СРС с ППРЧ/ЧТ при частных случаях воздействия шумовой помехи в части полосы:
гдеv=1P 1(P=σ2), + k∑sk
∑ k=1
k1k 2
∑ k=1
k 2k
σ2 = N ∆F, в отсутствие помех свероятностью(1−ρ) σ2=0 0
k σ 2 +σ 2 = (N N+ )ρ F∆, при наличиипомехи с вероятностью ρ. 0 п 0 п
P(ρ=1,L=2)= b
11E1E 
exp− b b
  
+4 , 0пh0пh 
23  2(N+PT ∆F)2(N+PT ∆F)
2 31 1E 3E 1E
P(ρ,L=3) (1= )−eρxp − 4 +
b
+ + 8 2Nb 4Nb 32Nb
 0 0 0 
+ρ(1−ρ)2 3exp−1 Eb 3 +2Eb 3× 8 2N+PTρ∆F N
0 пh 0 2
×4+1 Eb +2Eb+1 Eb 3 +2Eb 3+
4N+PTρ∆FN32N+PTρ∆F N 0пh 00пh 0 
+ρ2 (1−ρ)3exp−1 2Eb 3 + Eb 3× 8 2N+PTρ∆F N
0 пh 0 2
×4+1 2Eb +Eb +1 2Eb
3 +Eb
3+
 4N+PTρ∆F N32N+PTρ∆F N 0пh 00пh 0 
4+3 Eb +  4N+PTρ∆F 
+ρ31exp−1 Eb  0 82N+PTρ∆F1 E 2
п h .  0 пh + b 
На рис. 2.3 приведены кривые помехоустойчивости для СРС с ППРЧ/ЧТ в условиях воздействия преднамеренной шумовой помехи в части полосы с долей забиваемой (подавляемой) полосы частот (ρ = 0.05,0.1) при заданном отношении
сигнал/собственный шум приемника (Es N0 =15дБ).
а) б)
Рис. 2.3 – Зависимость СВО на бит Pb от отношения сигнал/помеха для СРС с ППРЧ/ЧТ
при воздействии помехи в части полосы: а) ρ = 0.05 и б) ρ = 0.1. 11
 32 N +PT ρ∆F  0пh

Из полученных кривых видно, что для СРС с внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ использование алгоритма некогерентного приема с весовой обработкой позволяет значительно повысить помехоустойчивость в условиях помех, позволяя добиться энергетического выигрыша в отношении сигнал/помеха более 5дБ. Оптимальную кратность разнесения символа следует выбрать не выше четырех.
В СРС с режимом внутрисимвольной ППРЧ/ЧТ совместное использование простейших корректирующих кодов, как кода Хэмминга (7,4) и Голея (23,12), позволило значительно повысить достоверность передачи информации в условиях воздействия шумовых помех в части полосы, как показано на рис. 2.4.
В режиме внутрисимвольной ППРЧ с использованием алгоритма некогерентного детектирования кодового символа с весовой обработкой и последующим декодированием
(рис. 2.4) при заданной вероятности битовой ошибки Pe =10−5 энергетический выигрыш в отношении сигнал/помеха составляет более 5дБ при использовании кода Хэмминга (7,4)
с трехкратным разнесением кодового слова (L = 3) в условиях помех с долей забиваемых частот (ρ = 0.1) , и более 3дБ при (ρ = 0.2) , а для кода Голея (23,12) достигается энергетический выигрыш около 13 дБ при воздействии помех с (ρ = 0.2) .
а) б)
Рис. 2.4 − Зависимость СВО на декодированный бит Pе от отношения сигнал/помеха для
СРС с ППРЧ/ЧТ при воздействии шумовой помехи: а) ρ = 0.1 и б) ρ = 0.2.
В третьей главе исследованы алгоритмы некогерентного приема сигналов двоичной и четырехпозиционной относительной фазовой телеграфии (ОФТ) с весовой обработкой по принципу «упреждения» в СРС с внутрисимвольной ППРЧ при воздействии преднамеренной шумовой помехи в части полосы.
12

Алгоритм некогерентного приема с весовой обработкой по принципу «упреждения»предлагаетопределитьвесовоймножительvi ненаk-минтервалевремени,
на котором передан субсимвол, а на предыдущем (k−1)-м: v = 1 / σ 2 , где σ 2 −
i мощность помех на (k−1)-м интервале времени для i-го субсимвола.
i,k−1 i,k−1
Некогерентная (квадратурная) обработка двоичной ОФТ сигналов в режиме внутрисимвольной ППРЧ предлагает формирование статистик принятия решения:
v.
L2 2L2 2
(x +x ) (y +y ) (x −x ) (y +y )  i,k i,k−1 + i,k i,k−1 v,иz =  i,k i,k−1 + i,k i,k−1
∑
i=1 2 2 
∑
i=1 2 2 
z1=
где xi,k ,xi,k−1,yi,k ,yi,k−1 − отклики (амплитуда) принятого сигналов двоичной ОФТ в
i2 
i
синфазных и квадратурных каналах приема.
Структурная схема приемника сигналов ОФТ в режиме внутрисимвольной ППРЧ
показана на рис. 3.1.
Рис. 3.1 − Схема алгоритма приема сигналов ОФТ с внутрисимвольной ППРЧ СВО на бит для СРС с ППРЧ/ОФТ при частных случаях воздействия помехи:
P(ρ=1,L=2)= b
1EE
exp− b b 
+4 , 0пh0пh 
23  (N+PT ∆F)(N+PT ∆F)
 b + 1 E N+PT∆F
 E 2 
P(ρ=1,L=3)= exp− b  0 п h  . b 25  N +PT ∆F  0 пh +6 Eb +26
На рис. 3.2 приведены кривые помехоустойчивости приема сигналов ОФТ с внутрисимвольной ППРЧ в условиях воздействия шумовых помех с долей подавляемой
N+PT∆F  0пh

полосы частот (ρ = 0.05,0.1) при отношении сигнал/собственный шум приемника (Es N0 =13дБ).
а) б)
Рис. 3.2 − Зависимость СВО на бит Pb от отношения сигнал/помеха для СРС с
ППРЧ/ОФТ при воздействии шумовой помехи в части полосы: а) ρ = 0.05; б) ρ = 0.1 Из полученных кривых видно, что использование режима внутрисимвольной ППРЧ/ОФТ с алгоритмом некогерентного приема по принципу «упреждения» позволяет значительно повысить помехоустойчивость передачи информации в условиях воздействия шумовых помех в части полосы. В указанных условиях энергетический выигрыш от использования режима внутрисимвольной ППРЧ может достигать свыше 5
дБ (в зависимости от помеховой обстановки ρ).
Более высокая скорость передачи информации в СРС с ППРЧ может быть
обеспечена при использовании многопозиционной модуляции, в частности, четырехпозиционной (двукратной) относительной фазовой манипуляция − ДОФТ.
В режиме внутрисимвольной ППРЧ прием сигналов ДОФТ в условиях преднамеренных помех в части полосы также производится с использованием алгоритма некогерентного приема с весовой обработкой по принципу «упреждения» (рис. 3.3) с формированием статистик принятия решения
1L2222
z0=2x x+ y+y+ x−y+x−y−v, ∑()()()()
i,k i,k−1 i,k i,k−1 i,k−1 1L2222
 i = 1
i,k i,k i,k−1 i
∑  i=1
()()()()
z1=2x x+ y+y+ x−y−x−y+v,
i,k i,k−1 i,k i,k−1 i,k−1
i,k i,k i,k−1 i
где xi,k ,xi,k−1,yi,k ,yi,k−1 − отклики принятого сигнала двукратной ОФТ в синфазных и квадратурных каналах приема.
Рис. 3.3 − Структурная схема демодулятора сигналов ДОФТ с внутрисимвольной ППРЧ СВО приема сигналов ДОФТ c внутрисимвольной ППРЧ при частных случаях
воздействия помех в части полосы определяется выражением
P=Q(ε,ε)I(−εε)exp 122
()
 k=0
122
 I (εε )exp−2(ε +ε ) 2L−1
2 2 012 1 2L−1
 1
b112012211 22L−1 k
ε− ε+ + +
∑ 
exp−2(ε1 +ε1 )L−1
+ 22L−1 ∑I(εε) k ε2 −ε1 .
L−1−n2L−1ε n ε n ∑
n=1 k=0 1 2

L 2E 1 2E π L 2E 1 2E π bbbb
∑2
∑ k=1 LN 2 N 8 k=1 LN 2 N 8
1 − =sin ,ε= 1 + =cos .
гдеε= 1
На рис. 3.4 приведены кривые помехоустойчивости приема сигналов ОФТ в условиях шумовой помехи с долей подавляемой полосы частот (ρ = 0.05,0.1) при заданном отношении сигнал/ собственный шум приемника (Es N0 =13дБ).
а)
Рис. 3.4 − Зависимость СВО на бит Pb от отношения сигнал/помеха для СРС с
б)
ППРЧ/ДОФТ при воздействии помехи в части полосы: а) ρ = 0.05; б) ρ = 0.1.
Анализ приведенных зависимостей показывает, что использование режима передачи с внутрисимвольной ППРЧ с реализацией алгоритма некогерентной обработки сигналов с весовой обработкой позволяет снизить СВО приема сигналов ДОФТ в условиях помех на порядок в области с мощной шумовой помехой.
На рис. 3.5-3.6 приведены зависимости средней вероятности ошибки на декодированный бит Pе от отношения сигнал/помеха P P для СРС с ППРЧ и
sп двукратной ОФТ при воздействии шумовой помехи в части полосы.
Рис. 3.5 − Зависимость СВО на декодированный бит Pe от отношения сигнал/помеха для СРС с посимвольной ППРЧ/ОФТ с использование кода Голея (23,12).
а) б)
Рис. 3.6 − Зависимость СВО на декодированный бит от отношения сигнал/помеха для
СРС с внутрисимвольной ППРЧ/ОФТ с кодом Голея (23,12). а) L = 2; б) L = 3. Канал передачи сигналов ОФТ (ДОФТ) является каналом с памятью. С целью устранения группирования ошибок при передаче (приеме) сигналов ОФТ в СРС с ППРЧ используется перемежение символов. Анализ полученных кривых показывает, что
16

использование помехоустойчивых кодов с частотным разнесением кодового слова в СРС с ППРЧ и ОФТ позволило повысить достоверность передачи информации в условиях помех; энергетический выигрыш при этом превышает 2дБ.
В четвертой главе исследована возможность сочетания технологии OFDM с методом ППРЧ в условиях воздействия преднамеренных помех.
Технология OFDM нечувствительна к расширению задержки многолучевого сигнала, однако при использовании относительно широкой полосы частот имеет ограниченную спектральную эффективность, что не дает возможности маневра частотой поднесущих при изменении частоты помехи. Чтобы избежать этой ситуации, предложен метод передачи с внутрисимвольной ППРЧ в сочетании с технологией OFDM, при котором частотные каналы перестраиваются по заранее заданной программе перестройки, сохраняя условия ортогональности поднесущих (рис. 4.1).
Рис. 4.1 − Процесс разбиения символа OFDM-сигнала с ППРЧ
Здесь f 1, f 2 − центральные поднесущие частоты сигнала OFDM на 1 и 2 скачке
cc
частоте, fi,k − поднесущая частота k для i-го частотного элемента (или на i-м скачке),
k=0K 1,−i 1= L, К – количество поднесущих, k – номер поднесущей, i – номер частотного элемента (скачка), L − количество cубсимволов (частотных элементов или скачков) на длительности символа Ts.
Схема приемного устройства в режиме передачи ППРЧ/OFDM с реализацией алгоритма когерентного приема с весовой обработкой показана на рис. 4.2.
Рис. 4.2 − Схема приемного устройства СРС с ППРЧ/ОFDM
СВО на бит Pe при приеме информации в режиме ППРЧ с OFDM в условиях
воздействия шумовой помехи в части полосы
 2
 L L−l2E l 
P=∑Cl l(ρLl−)Q b +(L−l), eL2
LN01+Eb Nп   NρE 
где Q(x) − функция Маркума.
На рис. 4.3 приведены кривые помехоустойчивости приема сигналов OFDM с
фазовой манипуляцией поднесущих в условиях преднамеренных помех с долей подавляемой полосы частот (ρ = 0.05,0.1) и заданным отношением сигнал/собственный шум приемника (Es N0 =13дБ).
а) б)
Рис. 4.3 − Зависимость СВО на бит Pb от отношения сигнал/помеха для СРС с ППРЧ/OFDM при воздействии шумовой помехи в части полосы. ρ = 0.05; б) ρ = 0.1.
l=1
0b 
18

Анализ полученных графиков позволяет сделать вывод о том, что сочетание метода цифровой модуляции OFDM с быстрой (внутрисимвольной) ППРЧ помимо увеличения пропускной способности линии радиосвязи СРС с ППРЧ приводит к значительному повышению помехоустойчивости передачи информации в условиях воздействия преднамеренной шумовой сосредоточенной помехой в части полосы. В указанных условиях при малых долях забитых частот сочетание двух методов обеспечивает энергетический выигрыш более 4дБ для L = 2 и около 8дБ для L = 3 при заданной СВО на бит Pb = 10-4.
В пятой главе исследована помехоустойчивость СРС с внутрисимвольной ППРЧ и ОФТ при использовании алгоритма некогерентного приема с весовой обработкой в условиях воздействия наихудшей преднамеренной помехи в части полосы.
Современный уровень развития техники РЭП позволяет выставить преднамеренную шумовую помеху с оптимальной подавляемой полосой частот, при которой при фиксированной средней мощности преднамеренной помехи достигается максимум вероятности ошибки и тем самым наносится максимальный деструктивный урон СРС с ППРЧ.
На рис. 5.1 а) приведены кривые помехоустойчивости приема сигналов двоичной ОФТ при передаче с посимвольной ППРЧ и внутрисимвольной ППРЧ с алгоритмом некогерентного приема с весовой обработкой в условиях воздействия наихудшей шумовой помехи в части полосы. На рис. 5.1 б) кривые показаны для СРС ППРЧ с использованием помехоустойчивых кодов.
Рис. 5.1 − Зависимость СВО на бит Pe от отношения сигнал/шум для СРС с ППРЧ/ОФТ при воздействии наихудшей шумовой помехи в части полосы.
а) без использования помехоустойчивого кодов; б) с кодом Голея (23,12).
19

Из полученных кривых видно, что помехоустойчивость СРС в условиях воздействия наихудшей шумовой помехи в части полосы значительно ухудшается, кривые имеют линейный характер вместо экспоненциального. В этих условиях использование режима внутрисимвольной ППРЧ с алгоритмом некогерентного приема сигналов ОФТ с весовой обработкой позволяет значительно повысить помехоустойчивость СРС и обеспечить энергетический выигрыш в отношении сигнал/помеха более 8дБ для (L = 2) и около 13дБ для (L = 3), а при использовании помехоустойчивых кодов выигрыш составляет свыше 17дБ.
В заключении приведены основные результаты диссертационной работы.
В приложении приведены акты внедрения результатов диссертации, дипломы и свидетельства о регистрации программ для ЭВМ.
ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ
В диссертационной работе решены поставленные задачи исследования, в ходе проведении которого получены следующие результаты:
1. Разработаны алгоритмы приема сигналов различных видов цифровой модуляции в СРС с ППРЧ и частотным разнесением информационного символа в условиях воздействии организованных преднамеренных помех в части полосы.
2. Разработаны программные модели имитации каналов передачи сигналов в СРС с ППРЧ и частотным разнесением символа в среде SciLab для проведения верификации и оценки эффективности предложенных алгоритмов обработки сигналов с ППРЧ в условиях преднамеренных помех в части полосы.
3. Проведенное исследование помехоустойчивости СРС с ППРЧ на основе использования предложенных алгоритмов обработки сигналов подтверждает их эффективность в условиях воздействия преднамеренных помех в части полосы.
4. Результаты моделирования показали, что использование предложенных алгоритмов приема сигналов в СРС с ППРЧ и частотным разнесением символа обеспечивает энергетический выигрыш в отношении сигнал/помеха 5дБ и более в зависимости от используемых видов цифровой модуляции в СРС с ППРЧ и помеховой обстановки. Значительное повышение достоверности передачи информации в условиях воздействия помех в части полосы обеспечивается при совместном использовании помехоустойчивого кодирования и частотного разнесением символа в СРС с ППРЧ.
20

5. Путем математического моделирования показано, что использование предложенного алгоритма приема по принципу «упреждения» в СРС с ППРЧ/ОФТ и частотным разнесением символа при воздействии наихудшей шумовой помехи в части полосы обеспечивает энергетический выигрыш более 8дБ, и более 17дБ при использовании помехоустойчивых кодов.
6. Разработан метод передачи ППРЧ/OFDM для повышения помехоустойчивости, скрытности и скорости передачи информации в СРС с ППРЧ при воздействии преднамеренной шумовой помехи в части полосы. Показано, что при его использовании помимо повышения пропускной способности канала связи обеспечивается энергетический выигрыш в отношении сигнал/помеха около 8дБ в зависимости от помеховой обстановки.
Дальнейшие исследования следует направить на разработку новых методов повышения помехоустойчивости передачи информации в условиях преднамеренных помех с одновременным решением задач синхронизации в СРС с ППРЧ.