Импедансный преобразователь в составе системы электроснабжения для возобновляемых источников энергии

Во введении обоснована актуальность исследования, определены объект и предмет исследования, сформирована цель работы, основные задачи, научная но- визна и практическая ценность исследований, приведены основные положения, выносимые на защиту.
В первой главе проведен аналитический обзор существующих решений в об- ласти повышающих преобразователей, схем инверторов и способов управления ИИ. Общая структура рассматриваемых систем показана на рисунке 1.
Показано, что применение ИЦ работающих совместно с инвертором, где накоплением и сбросом энергии ИЦ управляют только ключи инвертора во время контролируемого короткого замыкания (КЗ), целесообразно в системах, где вход- ное напряжение изменяется в широком диапазоне. Так как ИЦ в своём составе не имеет транзисторов, только диод (диоды), обеспечивается одноступенчатое пре- образование энергии, а также состояние КЗ для инвертора перестает быть запре- щенным.
8 Проведен обзор существующих ИЦ и описаны их свойства. Многие ИЦ показывают высокий коэффици- ент преобразования по напряжению при небольшой относительной дли- тельности интервала КЗ (DКЗ), а ИЦ потребляющие непрерывный входной ток имеют одинаковые показатели по сравнению со схемами с прерывистым входным током. Анализ работ по ИЦ показал, что сложно найти работы, ко-
торые бы чётко продемонстрировали влияние уменьшения DКЗ ИЦ на размер, объем и, вероятно, стоимость компонентов всего преобразователя. В некоторых работах встречаются противоречивые результаты. Показано, что необходимо про- вести анализ и сравнение существующих ИЦ, оценив их масса-габаритные пока- затели, мощность потерь и напряжение на полупроводниковых приборах схем че- рез значения индуктивностей, емкостей элементов ИЦ, энергии накопленной в них при равных параметрах входного напряжения и мощности схем.
В работах отечественных и зарубежных авторов, отмечается, что 3-уровневые схемы имеют более синусоидальную форму выходного напряжения и большую экономическую целесообразность использования, по сравнению с 2-уровными схемами. Отмечается целесообразное применение NPC (на IGBT) подтверждаю- щаяся широким их использованием многими ведущими мировыми производите- лями, в первую очередь азиатскими. Преимущество NPC растет с ростом частоты ШИМ преобразователя. А объединение схем NPC инверторов и ИЦ позволяют получить схемы инверторов, вбирающих в себя все их преимущества. Достоин- ством таких схем становится упрощенная схемотехника драйверов и их помехозащещенность по управлению. Для драйвера не требуется двуполярное питание – положительное для отпитания транзистора, и отрицательное для гарантированного его запирания. Достаточно питания положительного и нулевого уровня. Разработаны схемы ИИ NPC типа, имеющие симметричные ИЦ ответственные за формирование нейтральной точки. Они включают большое ко- личество пассивных элементов в ИЦ, что снижает их надёжность. Также, это мо- жет негативно сказываться на их массогабаритных показателях.
Анализ работ, посвященных способам управления импедансными инверто- рами показывает, что они базируются на способах синусоидального ШИМ для ав- тономных инверторов напряжения. К модулирующим фазное напряжение сигна- лам добавляется сигнал для формирования импульсов КЗ ключей инвертора. Ска- лярные способы управления строятся в фазных координатах, которые являются естественными и дают реальные напряжения и токи. Векторные – используют пе- реход к модели инвертора представленной в плоскости комплексного перемен- ного (модели инвертора для обобщённых векторов). Векторные способы управле- ния позволяют достаточно гибко чередовать доступные состояния инвертора для
Рисунок 1. Структура систем электроснабжения на возобновляемых источниках энергии
формирования выходного напряжения высокого качества, обеспечения 15% при- бавки в амплитуде основной гармоники напряжения, контроль заряда-разряда конденсаторов ИЦ. Такой подход применятся, в основном, для трёхфазных схем,
однако может быть распространен на трёхуровневые однофазные схемы.
Во второй главе проведен математический анализ ИЦ потребляющих непре-
рывный входной ток по единой методике. В первую очередь описаны
выражения для напряжений пас-
сивных компонентов и диодов
ИЦ рисунка 2. Затем выведены
выражения для расчета ёмкостей
и индуктивностей ИЦ. Получен-
ные выражения в купе с имеющи-
мися позволили провести расчёт
и подбор пассивных компонен-
тов ИЦ инверторов, дать оценку
и сравнить между собой ИЦ.
Предполагая, что для схемы ри-
сунка 2в – n=N1/N3, а для схемы
рисунка 2г – n=N2/N1 и n явля-
ется одинаковым для всех схем,
на рисунке 3 показаны зависимо-
сти относительной длительности
интервала КЗ DКЗ от входного
напряжения инвертора Uin в от-
носительных единицах (о.е.).
Предполагается также, что вы-
ходное напряжение инверторов
во всех точках всех схем одинаково. Для некоторых схем L2 на графиках соотно- сится как LМ. Как видно из рисунка 3 схемы T-q-Z-типа, LCCT-типа и A-тип имеют больший коэффициента преобразования по напряжению, чем схемы q-T-типа и q- Z-типа. Это значит, что данные схемы при ограниченном диапазоне DКЗ способны регулировать выходное напряжение в более широких пределах. Стоит отметить, что при повышении n графики зависимостей схем с магнитными элементами ста- новятся близки.
На рисунке 4 показаны зависимости C1, C2, L1 и L2 от Uin, при одинаковых kC и kL. Суммарно (C1+C2) наибольшей ёмкостью будет обладать схемы q-T-типа и q- Z-типа, наименьшей схема A-типа. Для всех схем характерно снижение C1, L1 и L2 при увеличении Uin. При Uin = UOUT C1, L1 и L2 всех схем равны нулю. Характер изменения C2 от Uin противоположный. Наименьшие номиналы индуктивностей показывают схемы (по возрастанию) T-q-Z-типа, LCCT-типа, q-Z-типа, q-T-типа, A-типа. Таким образом, номиналы элементов ИИ выбираются: C1, L1 и L2 – из наибольшего предполагаемого DКЗ, C2 – для DКЗ = 0.
Рисунок 2. Базовые типы ИЦ
Рисунок 3. Зависимость DКЗ от Uin в о.е. инвертора при n=2 (а) и n=4 (б)
На рисунке 5 показаны зависимости C1, C2, L1 и L2 от n, при Uin = 0,6 и
Pin = const. С ростом n, C1 всех схем растут незначительно и близки друг к другу, C2 уменьшаются в значительной степени. Наименьшую C2 имеет схема A-типа, но суммарная ёмкость этой схемы и схемы LCCT-типа при n = 4 очень близки. ИЦ LCCT-типа имеет L1 ниже, но L2(LM) выше, чем другие схемы. На интервале 20. Скалярной ШИМ для обеспечения того же качества вы-
Рисунок 15. Результаты моделирования. Слева на право: скалярный ШИМ, ВШИМ, модифи- цированный ВШИМ
Рисунок 16. Количество коммутаций на такте ШИМ. Специальный скалярный ШИМ и пред- ложенные ВШИМ.
ходного напряжения требует в 2 раза более низкую частоту опорных сигналов фазы и такую же частоту опорных сигналов КЗ. ВШИМ 1 – ВШИМ с равноимён- ным распределением заряда-разряда конденсаторов ИЦ на каждом такте ШИМ, ВШИМ 2 – ВШИМ с более равномерным распределением переключений транзи- сторов на такте ШИМ. Модифицированная ВШИМ даёт меньшее количество ком- мутаций и более равномерную загрузку ключей, чем остальные способы управле- ния. Общие количество коммутаций во ВШИМ способе управления такое же, как
в скалярном ШИМ.
В пятой главе проведены экспериментальные исследования модели предло-
женного трёхфазного трёхуровневого NPC LCCT-Z-инвертора с одним независи- мым источником напряжения с непрерывным входным током и ВШИМ способов управления однофазным симметричным 3-уровневым NPC q-Z-инвертором.
Макет схемы 3-фазного 3-уровневого NPC LCCT-Z-инвертора с 1 независи- мым источником напряжения и непрерывным входным током показан на рисунке 17 и построена на базе ПЛИС Altera EP4CE22E22C8, дешёвого высокочастотного драйвера ACPL-H312, высокочастотных SiC диодах ИЦ и инвертора и МОП-тран- зисторов с высокочастотными внутренними диодами и FШИМ=100кГц. В качестве источника питания использовался регулируемый источник постоянного тока. Из- мерения проводились с помощью оборудования фирмы Tektronix: цифрового ос- циллографа DPO7254, датчиков тока TCP0030 и напряжения TPA-BNC. Пара- метры элементов обеспечивают непрерывность входного тока во всём рабочем диапазоне ИИ.
Рисунок 17. Макет экспериментальной установки
Выходное синусоидальное напряжение (фаза-нейтраль) и регулировочная ха- рактеристика исследуемого ИИ показаны на рисунке 18. КГ выходного напряже- ния составил ~5%. Экспериментальный KПН близок к математически предсказан- ному, что показывает качество полученных математических выражений, расхож- дение объясняется потерями в экспериментальном макете.
На рисунке 19 показаны экспериментальные осциллограммы: а, г – входное напряжение Uin=160 В и средний входной ток Iin=2 А; б, д – ток средней точки iZERO показан вместе с напряжением на первичной UTrP и вторичного UTrS обмотках трансформатора; в – напряжения конденсаторов UС1=165 В, UС2=UС3=155 В пока- заны вместе с напряжением звена постоянного тока U0; е – напряжения на диоде UVD01. Напряжение UVD01, соответствует ожидаемому. Ток средней точки может

Рисунок 18. Осциллограммы выходного напряжения инвертора. Регулировочная характеристика: расчётная (сплошная линия) и экспериментальная (пунктирная линия).
насыщать сердечник трансформатора, что следует учитывать при его проектиро- вании или же следует использовать методы ШИМ уменьшающие ток в средней точке. Всплески напряжения на полупроводниках и в напряжении ЗПТ объясня- ются наличием в схеме индуктивности рассеяния трансформатора. Оптимизация экспериментального макета с точки зрения дизайна значительно улучшит ситуа- цию. КПД экспериментального прототипа находился в диапазоне 90-94%. Макси- мальный КПД соответствует режиму работы схемы без состояний КЗ, при M=1.
На рисунке 20 показана экспериментальная установка для проверки ВШИМ алгоритмов. Она включает трёхуровневый NPC инвертор, ИЦ q-Z-типа, и управ- ление преобразователем. Использовались кремниевые Infinion IPW65R041CFD. Измерения были выполнены цифровым осциллографом Tektronix MDO4034B-3. Система управления состоит из ПЛИС от Altera Cyclone IV EP4CE6E22C8 и мик- роконтроллера STM32F417ZET.
Рисунок 19. Результаты эксперимента для схемы LCCT-Z-типа 3-уровневого 3-фазного инвертора с 1 независимым источником напряжения и непрерывным входным током (Рисунок 8г):
а-в – на частоте 50Гц; г-е – на частоте ШИМ

Рисунок 20. Фотография экс- периментальной установки
Рисунок 21. Схема расчёта последовательности КСК векторных ШИМ
Расчёт угла вектора выходного напряжения, сектора, границ секторов и весо- вых коэффициентов производится в микроконтроллере, а ПЛИС осуществляет ре- ализацию алгоритмов, связанных со сравнением опорных и моделирующих сиг- налов, полученных от микроконтроллера (рисунок 21). Входным для микро- контроллера является сигнал опорного вектора синусоидального выходного напряжения VREF. В соответствии с фазой и амплитудой опорного синусоидаль- ного напряжения микроконтроллер определяет номер сектора и весовые коэффи- циенты векторов. ПЛИС на основе переданного в неё весового коэффициента и номера сектора определяет КСК и отправляет сигналы на драйверы транзисторов схемы. Частота ШИМ определяется опорным сигналом в ПЛИС и изменялась в пределах от 120 кГц до 240 кГц, в то время как частота обмена данными была постоянной – 15 кГц.На рисунке 22 слева показаны осциллограммы
Рисунок 22. Результаты эксперимента: напряжение ЗПТ U0, напряжение конденсатора UC2 и входной ток iin: (а) скалярная ШИМ; (б) ВШИМ; (в) модифицированная ВШИМ; частота 50Гц (г), частота ШИМ (д) и (е)

напряжения U0, напряжение конденсатора UC2 и входной ток iin. Результаты экс- перимента подтверждают возможность работы преобразователя и системы управ- ления на высокой частоте ШИМ (240 кГц). Амплитудное значение iin≈3 А, среднее значение в 2 раза ниже. Экспериментальные результаты соответствуют результа- там моделирования. В случае модифицированного ВШИМ напряжение U0 отли- чается из-за наличия состояний неполного КЗ. На рисунке 22 справа показаны экспериментальные результаты только для модифицированного ВШИМ на ча- стоте 50Гц и частоте ШИМ. Мощность нагрузки 400 Вт. Показано соответствие формы выходного тока синусоидальному виду. Также показан цикл коммутации, где реализовано состояние частичного и полного КЗ. Видно, что состояния ча- стичного КЗ используются и обеспечивают переходные процессы между сосед- ними состояниями с минимальным количеством переключений транзисторов. Пульсации входного тока малы из-за очень высокой частоты коммутации силовых
ключей.
Для проверки предположения о том, что предложенные векторные ШИМ бу-
дет иметь меньшие коммутационные потери, снята характеристика КПД от ча- стоты ШИМ и выходной мощности (рисунок 23). Uin = 300 В, относительная дли- тельность интервала КЗ инвертора DКЗ = 0,2. На рисунке 22 справа видно, что в случае скалярной ШИМ при увеличении частоты ШИМ КПД преобразователя значительно снижается, в случае модифицированной ВШИМ – КПД снижается незначительно, график ВШИМ лежит посередине. Характер поведения кривой ВШИМ близок к кривой скалярной ШИМ. Уровень наклона характеристик отли- чается. Это означает, что уровень коммутационных потерь в обоих ВШИМ ниже, и, в частности, значительно ниже на более высокой частоте ШИМ, в случае моди- фицированного решения. В модифицированном ВШИМ потери проводимости выше, чем в двух других способах управления. В результате КПД схемы ниже при относительно низкой частоте ШИМ (<160 кГц) и значительно выше при частоте ШИМ выше 160 кГц. Рисунок 23. Экспериментальная зависимость КПД однофазного симметричного ИИ q-Z-типа для различных способов управления: слева - от частоты ШИМ, справа - от выходной мощности при fШИМ = 240 кГц ЗАКЛЮЧЕНИЕ 1. Предложена топология 3-фазного 3-уровневого NPC LCCT-Z-инвертора с одним независимым источником напряжения, непрерывным входным током и наименьшим числом компонентов импедансной цепи. 2. Получены соотношения для расчёта компонентов семейства трёхуровне- вых NPC LCCT-Z-инверторов по общей методике. Справедливость соотношений подтверждена путём имитационного моделирования. 3. Сравнительный анализ показал, что предложенный трёхуровневый NPC LCCT-Z-инвертор с одним независимым источником напряжения и непрерывным входным током по сравнению с другими трёхуровневыми схемами его семейства имеет одинаковую загрузку компонентов по току и напряжению, не уступает по качеству выходного напряжения, при этом потребляет непрерывный входной ток, может питаться от одного источника напряжения и имеет большую надёжность, т.к. требует меньшее количество пассивных компонентов и диодов в звене импе- данса. 4. Предложены векторные ШИМ способы управления трёхуровневым одно- фазным импедансным NPC инвертором, позволяющие производить контроль за- ряда-разряда конденсаторов ИЦ, снизить количество переключений транзисторов на такте ШИМ, более равномерно распределить загрузку транзисторов инвертора, поднять его КПД. 5. Для предложенных способов управления по единой методике произведён расчёт весовых коэффициентов, границ секторов и предложены оптимальные по- следовательности комбинаций состояния ключей. Справедливость соотношений подтверждена путём имитационного моделирования. 6. Анализ работы преобразователя под управлением предложенными ВШИМ способами управления показал, что качество формируемого с их помо- щью выходного напряжения не уступает скалярному способу управления, а в слу- чае модифицированной ВШИМ оно выше, на конденсаторах ИЦ инвертора под- держивается одинаковое напряжение, модифицированная векторная ШИМ позво- ляет снизить количество коммутаций транзисторов инвертора, повысить КПД ин- вертора, особенно в области частот ШИМ выше 160 КГц по сравнению со скаляр- ной ШИМ. 7. Приложением предложенной топологии и способов управления может быть автономная система электроснабжения с широким диапазоном входного напряжения источника питания. 8. В соответствии с проведённым исследованием, были разработаны и изго- товлены физические макеты трёхфазного трёхуровневого NPC LCCT-Z-инвер- тора с одним независимым источником напряжения и непрерывным входным то- ком и программно-аппаратная реализация ВШИМ способов управления однофаз- ным NPC q-Z-инвертором. Результаты полученные аналитически и с помощью моделирования верифицируются экспериментально, при соответствующих усло- виях и допущениях.