Исследование и разработка алгоритмов и средств обеспечения высокоскоростной передачи данных совмещенным радиоцентром декаметрового диапазона

В первой главе, после определения требований к системе MIMO, ре- гламентированных функциональными особенностями совмещенного ДКМВ радиоцентра, исследуются возможности ее реализации в данных условиях.
Показано, что для организации высокоскоростной передачи данных совме- щенным ДКМВ радиоцентром в условиях компактного размещения его обо- рудования, наиболее пригодна система OFDM-MIMO2х2 с поляризационным разнесением излучений посредством турникетных антенн и с внутренним по
отношению к радиоканалу простран- ственным кодированием. Применение ма- логабаритных рамочных антенн обеспечи- вает размещение оборудования системы на ограниченной площади. Использование возбудителей прямого цифрового синтеза (ПЦС) с управляемой фазой радиосигнала обеспечивает формирование излучений с ортогональными направлениями враще- ния круговых поляризаций во всем ДКМВ диапазоне без использования сложных, перестраиваемых систем квадратурного возбуждения. Использование ПЦС возбу- дителей и резонансных рамочных антенн уменьшает уровень мешающих приему побочных излучений собственного пере- датчика. Применение программно- аппаратного OFDM-модема обеспечивает реализацию не только внешнего для ра- диоканала частотно-временного кодиро- вания, но и внутреннего пространственно- го кодирования канала MIMO2х2 с получе- нием данных о его параметрах.
Во второй главе разработаны алго- ритмы обеспечения эффективного по ско- рости пространственного кодирования системы MIMO2х2 совмещенного ДКМВ радиоцентра. Рисунок 1 поясняет работу разработанного алгоритма пространственного поляризационного кодирования. При Ф1упр= Ф2упр= 0 схема формирует на выходе сигналы s1вч(tn) и s2вч(tn) излучений с ортого- нальными направлениями вращения круговых поляризаций согласно выра- жению (1), без использования перестраиваемых по диапазону ДКМВ квад-
Рисунок 1 – Схема ПЦС волн с ортогональными круговыми (эллиптическими) поляризациями
ратурных фазовращателей. Соответ-
ственно, в частотной области для сигна-
ла отдельной поднесущей fk , k [1,K],
где K – количество OFDM поднесу-
щих, алгоритм поляризационного кодирования символов u1(fk) и u2(fk) будет выглядеть согласно (2). В соответствии с формулой модели канала r = H·s + n, где: r – вектор принятых
сигналов, H – канальная матрица, s –
вектор переданных сигналов, n –
вектор шума наблюдения, сигналы на выходах соответствующих приемных антенн, для отдельной поднесущей fk будут описываться выражением (3), где hij(f) – при i = j представляют собой коэффициенты передачи канала для волн с одинаковой поляризацией, а при i ≠ j – взаимные коэффициенты пе- редачи канала для волн с различными направлениями вращения поляризации.
s1 (tn )  0,5 {u1 (tn )  u2 (tn )} s (t )0,5{uГ(t )uГ(t )}
(1) 2n2n1n
s1( fk )  0,5{u1( fk )  u2 ( fk )} (2)
s2(fk)0,5{ju2(fk) ju1(fk)}

Согласно правилу обработки ŝ = H-1·r, на выходах приемных антенн будут
получены оценки (4). То-
гда с учетом (3), оценки
переданных символов u1
и u2 , соответствующие результату пространственного поляризационного декодирования можно выра-
r(f )h (f )s(f )h (f )s (f )n(f ) (3) 1 k 11 k 1 k 12 k 2 k 1 k
r2 ( fk )  h21( fk )  s1 ( fk )  h22 ( fk )  s2 ( fk )  n2 ( fk ) зитьввиде(5),справедливом sˆ(f ) r(f )h (f )r(f )h (f )
для всех K поднесущих
группового OFDM сигнала.
Из приведенных выражений
следует, что благодаря исполь-
зованию разработанного алгоритма поляризационного пространственного ко- дирования, в системе обеспечиваются две ветви пространственного разнесе- ния излучений по направлениям вращения uˆ1( fk )  sˆ1( fk )  j  sˆ2 ( fk ) поляризации. Очевидно, что разработанный uˆ (f )sˆ(f ) jsˆ (f ) (5) алгоритм, в отличие от известного простран- 2 k 1 k 2 k ственно-временного кодера Аламоути, передающего пары кодированных символов последовательно во времени, передает упомянутые пары парал- лельно и одновременно, при этом скорость передачи данных системы совме- щенного ДКМВ радиоцентра относительно системы без использования про- странственного разнесения увеличена вдвое. Для оценки парциальных коэф- фициентов передачи канальной матрицы разработан алгоритм оценивания ка- нальной матрицы системы поляризационного пространственного разнесения на основе использования в составе OFDM-сигнала тестовых пилот-сигналов p(fkp), значения амплитуд и фаз которых заранее известны на приеме и сфор- мированы с учетом правила (6). В соответствии с разра-
ботанным алгоритмом парциальные коэффициенты пе- P   p p  (6) редачи канала для первой и второй передающих антенн  p  p соответственно можно найти по формулам (7), где: p(fkp)
значение тестовых пилот-сигналов; r11(fkp) и r12(fkp) – сигналы пилотов, приня- тые первой антенной на первом и втором тактах; а r21(fkp) и r22(fkp) – сигналы, принятые на соответствующих тактах второй антенной. Рассчитанные значе- нияпарциальныхко- r (f )r (f )
эффициентов переда- h (f ) 11 kp 12 kp
1 k
sˆ2 ( fk ) 
r (f )h (f )r(f )h (f ) 2 k 11 k 1 k 21 k
1 k 22 k 2 k 12 k
h11(fk )h22(fk )h12(fk )h21(fk ) (4)
h1 1 ( f k )  h2 2 ( f k )  h1 2 ( f k )  h2 1 ( f k )
11 kp 2 p(fkp )
r(f)r(f) r(f)r(f)
чи канальной матри-
цы для пилотных
поднесущих с номе- 12 kp 2p(fk )
рами kp позволяют p
вычислить корректирующие множители и восстановить параметры амплитуд и фаз принятых пилот-сигналов до эталонных значений. При этом для всех остальных информационных поднесущих OFDM-сигнала с номерами kК и k ≠ kp , корректирующие множители рассчитываются путем использования сплайн-аппроксимации полиномами Эрмита. Выполнение корректировки элементов канальной матрицы на частотах всех К поднесущих OFDM-сигнала позволяет не только повысить точность пространственного декодирования, но и осуществить на приеме когерентную обработку сигналов квадратурной ам- плитудной модуляции (КАМ). Для обеспечения работы предложенного алго- ритма поляризационного пространственного кодирования были разработаны аппаратные средства (возбудитель с прямым цифровым синтезом ВКВ-30,
h (f ) 11 kp 12 kp
h (f ) 21 kp 22 kp
(7)
r (f )r (f ) h (f ) 21 kp 22 kp
21 kp 2 p(fk ) p
22 kp 2p(fk ) p
10

многофункциональное устройство преобразования сигналов МУПС-9600), а также программные средства, реализующие данный алгоритм.
В третьей главе разработан алго-
ритм подавления блокирующей помехи от
собственного передатчика совмещенного
ДКМВ радиоцентра ортогонализацией ее
сигнального вектора и весового вектора в
линейных цепях приемного тракта, до
ограничивающих динамический диапазон
усилительных элементов, без существен-
ного ухудшения их чувствительности. На
рисунке 2 показана структурная схема си-
стемы, реализующей данный алгоритм. На
рисунке обозначены: АЭ – антенные эле-
менты, образующие ортогональную систе-
му турникетного типа; ПП – переключа-
тель-переполюсовщик; ТС – трансформа-
тор симметрирующий; А – аттенюатор;
МК – мост квадратурный; МС – мост син-
фазный (сумматор), МШУ – малошумя-
щий широкополосный усилитель активной
приемной антенны. Если считать, что пар-
циальные сигналы u1, u2 (комплексные ам-
плитуды), принятые соответствующими
антенными элементами образуют двумер-
ный сигнальный вектор u = [u1, u2], то его
обработка сводится к скалярному умноже-
нию на некий весовой вектор
t = [t1, t2]T. При этом выходной сигнал, в силу линейности схемы и алгоритма обработки, определится следующим образом: ũ = (u, t) = u1·t1* + u2·t2*. Если входной сигнал схемы u представлен сигналами u0 корреспондента и u1 бло- кирующей помехи, то на выходе системы будет сформирован сигнал ũ = (u0+u1, t). Для этого случая, условие ортогональности блокирующего и весо- вого сигналов будет: t1u1(1) + t2u2(1) = 0, где u1(1) и u2(1) – компоненты сигналь- ного вектора подавляемой помехи u1. Тогда, с учетом нормировки вектора по условиям физической реализуемости пассивной аналоговой схемы, ком- поненты искомого комплексного весового вектора t = [t1, t2]T определятся по формулам (8). Управление модулями |t1| и |t2| осуществляется посредством аттенюаторов А. Дискретная регулировка фазы компоненты t1 осуществля- ется посредством ПП, переключающих в тракте состояния ТС (значения фа- зового сдвига – 00,
1800) и МК, исполь- t u1 u1 1 , t  1
зуемых в четырехпо- 1 2 1 max 2, u1 u1 2 2 max 2, u1 u1 2 (8) люсном варианте с 2 1 2 1
режимом короткого замыкания на выходах (значения фазового сдвига ±900). При этом, состояния ПП определяют множитель k = 1, 2, 3, 4 значения вно- симого фазового сдвига: k·π/2. Показано, что относительно случая приема максимального уровня сигнала блокирующей помехи u1опт , величина по-
к МШУ
11
Рисунок 2 – Схема ортогонализа- ции сигнального вектора блоки- рующей помехи от собственного радиопередатчика и весового вектора

давления А0 составит значение согласно выражению (9), где отклонение множителя pA = 10–SA /40…10SA /40 от единицы есть ошибка установки ампли- туды (SA[дБ] – шаг регулировки аттенюаторов А), а отклонение величины (arg u2(1) – arg u1(1) – k·π/2) от π есть ошибка установки фазы. При этом значе- ние k выбирается в ходе настройки схемы исходя из условия минимизации данной ошибки. Расчеты по формуле (9) показывают, что при |u2(1)/u1(1)|≈1, pA = 1 и фазо-
1u1 u12 u21
вой ошибке
450, величина
подавленияА0
составляет 8,3
дБ. В отсутствие фазовой ошибки: arg u2(1) – arg u1(1) – k·π/2 = π , при |u2(1)/u1(1)|≈1 и pA -1 = 0,03 вследствие амплитудной ошибки, величина подав- ления А0 составляет 36,5 дБ. Таким образом, разработанный алгоритм не предполагает использование труднореализуемых, плавно перестраиваемых фазовращателей и обеспечивает подавление блокирующей помехи от соб- ственного передатчика ортогонализацией ее сигнального вектора и весового вектора в линейных цепях приемного тракта совмещенного ДКМВ радио- центра на величину 8,3…36,5 дБ.
Четвертая глава представляет методику обеспечения компактности размещения оборудования системы MIMO2х2 совмещенного ДКМВ радио- центра при повышении скорости передачи данных. Методика определяет порядок использования разработанных алгоритмов пространственного по- ляризационного кодирования и подавления блокирующей помехи в составе общей процедуры проектирования MIMO ДКМВ радиолиний с использова- нием совмещенных радиоцентров. Разработанная методика применятся, ко- гда варианты размещения оборудования совмещенного ДКМВ радиоцентра не позволяют использовать для организации системы MIMO полноразмерные и разнесенные на существенные расстояния ДКМВ антенны.
Согласно методике, для экономии места размещения нескольких пере- дающих и нескольких приемных антенн, следует использовать компактные турникетные антенны, размещаемые на общей мачте, но предполагающие использование для пространственной обработки только поляризационного разнесения. Если изучаемый вариант размещения позволяет разнести ком- плекты передающих и приемных турникетных антенн на значительное рас- стояние, то уровень воздействия излучения собственного передатчика на широкополосный усилитель активной приемной антенны становится допу- стимо мал и не оказывает на него блокирующего воздействия. В этих усло- виях, для обеспечения высокоскоростной передачи данных совмещенным ДКМВ радиоцентром, следует непосредственно использовать разработанный алгоритм MIMO2x2 с пространственным поляризационным кодированием. Если в силу недостаточности расстояния разнесения сигнал собственного передатчика блокирует приемный тракт совмещенного ДКМВ радиоцентра, согласно методике следует использовать разработанный алгоритм подавления блокирующей помехи в линейных цепях используемой активной приемной турникетной антенны, обеспечивающий сокращение расстояния необходи- мого разноса передающих и приемных антенн. Если проект не предполагает существенного повышения скорости передачи данных, то после данного ша- га возможен переход к выбору параметров оборудования. Если при исполь-
A0  20 lg 1опт   20 lg  u1 
1 1 (9) 1 1 iargu2 u1 k/2 
u2 u1 pAe 1

зовании подавления блокирующей помехи планируемая скорость передачи данных оказывается недостаточной, согласно методике должен быть разра- ботан новый алгоритм пространственного поляризационного кодирования с подавлением блокирующей помехи. После определения алгоритмов обра- ботки осуществляется выбор параметров реализующего оборудования и мо- делирование его работы в условиях реального размещения. Дополнительным результатом первого этапа моделирования является определение чувствитель- ности приемного тракта и реального уровня помех, действующих в точке при- ема. Далее, с использованием программно-аппаратного имитатора ДКМВ радиоканала, выполняется моделирование высокоскоростной передачи дан- ных проектируемой системой в условиях определенной помеховой обста- новки, с целью получения количественных оценок эффективности ее работы при максимальной компактности размещения оборудования совмещенного ДКМВ радиоцентра. Если значения скорости передачи данных и помехо- устойчивости не соответствуют требуемым значениям, то рассматривается возможность улучшения указанных параметров путем выбора более эффек- тивных сигнально-кодовых конструкций. Если расчетные значения скорости передачи данных и помехоустойчивости соответствуют требуемым значени- ям, то на завершающем шаге методики осуществляется расчет размеров площадки для размещения оборудования совмещенного ДКМВ радиоцен- тра, использующего пространственное поляризационное кодирование и по- давление блокирующей помехи, а также их сравнение с размерами исходно- го варианта размещения. При удовлетворительном результате сравнения, полученные данные используются при выполнении общей методики проек- тирования радиолиний ДКМВ диапазона, использующих технологию MIMO2x2, а при неудовлетворительном результате осуществляется выбор более подходящего варианта размещения. Согласно расчетам разработанной методики, требуемая компактность размещения оборудования MIMO2х2 вы- сокоскоростной передачи данных совмещенным ДКМВ радиоцентром обес- печивается посредством устранения необходимости использования двух раз- несенных на 100…1000 м передающих антенн путем их замены одномачто- вой турникетной антенной, а также уменьшения за счет подавления блоки- рующей помехи на 20…30 дБ, необходимого разноса приемных и передаю- щих антенн в 10…30 раз, до расстояний порядка 40…13 м, при подавлении блокирующей помехи от собственного передатчика мощностью 500 Вт на входе широкополосного усилителя активной приемной антенны, располо- женной на расстоянии порядка 40 м от передающей, до уровня менее порога блокирования величиной 0,3 В.
Пятая глава посвящена экспериментальным исследованиям разрабо- танных решений. На рисунке 3 представлена зависимость коэффициента ошибки системы с поляризационным разнесением передачи данных посред- ством OFDM-сигнала из 97 поднесущих, а также ошибки оценки многолуче- вого радиоканала с быстрыми замираниями, соответствующего реальному, среднего качества по рекомендации CCIR Recomendation 520-2, от числа пи- лот-сигналов. На рисунке 4 представлены результаты измерения при задан- ной помехоустойчивости скорости передачи данных по каналу указанного типа, также в зависимости от числа пилот-сигналов. При моделировании раз- личных состояний канала выполнялось 10 циклов по 1000 измерений пара- метров канала в каждом. При этом, для числа пилот-сигналов более 10, мак-
симальное значение СКО (среднеквадратической ошибки) оценки коэффи- циента передачи канала составило 0,73, что с вероятностью 0,95 соответ- ствует доверительному интервалу ± 0,5 %. Полученные данные показывают, что для стандартных ДКМВ радиоканалов, оптимальным по скорости пере- дачи данных является
использование в со-
ставе типовых OFDM-
сигналов 15÷16-ти
пилот-сигналов, обес-
печивающих погреш-
ность оценки каналь-
ной матрицы множе-
ственного радиокана-
ла на уровне в
10÷15%, что является
достаточным для
обеспечения работо-
способности систем с
коэффициентом бито-
вых ошибок на уровне
5%. Причем увеличе-
ние числа пилот-
сигналов при сниже-
нии пропускной спо-
собности незначи-
тельно уменьшает погрешность оценивания, а снижение их числа приводит к резкому возрастанию ошибки оценивания канала и недопустимому увели- чению битовых ошибок.
Сравнение производительности систем осуществлялось путем расчета помехоустойчивости в
условиях канала задан-
ного качества. Для по-
лучения значений ко-
эффициента ошибки,
при помощи модели
каждой системы, в
каждом из 10 циклов
осуществлялась пере-
дача не менее 100000
бит данных. Макси-
мальное значение СКО
коэффициента ошибки
в точке Кош=0,01 соста-
вило 0,0013. При этом с
вероятностью 0,95 для
указанной величины
коэффициента ошибки
доверительный интер-
вал составляет 0,009…0,011. На рисунке 5 приведены результаты оценки по-
Рисунок 3 – Зависимость коэффициента ошибки и ошибки оценки канала от числа пилот-сигналов при передаче данных с использованием вращающихся поляризаций и параметрах канала: два луча, задержка между лучами 2 мс, величина частотного размытия 1 Гц, отношение сигнал/шум 15 дБ
Рисунок 4 – Зависимость скорости передачи данных от числа используемых пилот-сигналов при параметрах ка- нала: два луча, задержка между лучами 2 мс, величина частотного размытия 1 Гц, коэффициент корреляции 0,6, коэффициент кроссполяризации 0,1
средством программно-аппаратного имитатора ДКМВ радиоканала «Доплер- 6700» помехоустойчивости разработанных алгоритмов оценивания канальной матрицы и поляризационного пространственного кодирования при воздей- ствии белого шума, в сравнении с возможностями иных систем, также обес- печивающих передачу данных с заданной скоростью vn, выраженной через значение скорости v1=В базовой системы No1 SISO PSK4 (1×1 ДФМ), не ис- пользующей пространственное разнесение излучений.
Кроме указанной системы No1, на рисунке 5 показаны графики помехо- устойчивости систем: No2 SISO OPSK8 (1×1 ТОФМ) скорость передачи дан- ных v2=1,8·В; No3 SISO QAM16 (1×1 КАМ16) скорость передачи данных v3= 2·В; No4 MIMO AL2×1 (Alamouti2×1 КАМ16) скорость передачи данных v4=2·В; No5 MIMO AL2×2 (Alamouti2×2 КАМ16) скорость передачи данных v4=2·В; No6 MIMO MPL PSK4 (поляризационное мультиплексирование 2×2 без кодирования ДФМ) скорость передачи данных v6=2·В; исследуемая си- стема No7 MIMO LR PSK4 (пространственное поляризационное кодирование 2×2 ДФМ) скорость передачи данных v7=2·В. Из рассмотрения представлен- ных данных следует, что при постоянных параметрах канала, при значении коэффициента ошибок Кош=10-2 , разработанная система No7 с простран- ственным поляризационным кодированием обеспечивает выигрыш не менее 2 дБ по сравнению с системой No6 с поляризационным разнесением и муль- типлексированием и по сравнению с системой No5 с кодированием по Ала- моути2×2, а также порядка 5 дБ по сравнению с системой передачи No3 без пространственного разнесения излучений и с системой No4 с кодированием по Аламоути2×1.
На рисунке 6 показан результат сравнительной оценки помехоустойчи- вости разработанных алгоритмов в упомянутом реальном многолучевом ра- диоканале с быстрыми замираниями в отсутствие корреляции и кроссполяри- зации каналов пространственного и поляризационного разнесения. В этих условиях разработанная система обеспечивает двукратное увеличение скоро-
Рисунок 5 – Результаты моделирования помехоустойчивости систем передачи дан- ных при воздействии белого шума
сти практически без снижения помехоустойчивости по сравнению с системой без пространственного кодирования, обеспечивает при значениях Кош ≈ 10- 1…2·10-2 на 3÷4 дБ лучшую помехоустойчивость по сравнению с системой, ис- пользующей только поляризационный разнос и с системой, использующей кодирование по Аламоути 2×1, а также небольшой выигрыш по сравнению с системой Аламоути 2×2.
Рисунок 6 – Результаты моделирования помехоустойчивости систем передачи данных в канале с параметрами: два луча, задержка между лучами 2 мс, величина частотного размытия 1 Гц
На рисунке 7 показаны аналогичные результаты сравнения систем, рабо- тающих в реальном, многолучевом канале хорошего качества, но с учетом негативных эффектов от корреляции и кроссполяризации каналов разнесения. Анализ результатов показывает, что с увеличением коэффициента корреля- ции эффективность систем MIMO уменьшается. Однако у систем с про- странственным поляризационным кодированием эффективность падает медленнее по сравнению с системами, использующими кодирование по Аламоути, что обеспечивает их дополнительное преимущество при постро- ении компактных систем MIMO2x2 совмещённых радиоцентров. В целом, ре- зультаты данной части экспериментальных исследований позволяют сделать вывод, что при обеспечении заданной скорости передачи данных разрабо- танная система обеспечивает значительный прирост помехоустойчивости по сравнению с системами передачи без пространственного разнесения и пари- тетна по помехоустойчивости системам с пространственным кодированием по Аламоути, ориентированным на использование труднореализуемых диа- пазонных фазовращателей и пространственно-разнесенных антенн и не- удобным по этой причине для применения в условиях совмещенного ДКМВ радиоцентра.
Рисунок 7 – Результаты моделирования помехоустойчивости систем передачи данных при параметрах канала: два луча, задержка между лучами 0,5 мс, вели- чина частотного размытия 0,1 Гц, коэффициент корреляции 0,6, коэффициент кроссполяризации 0,1
На рисунке 8 показаны результаты статистического моделирования алго- ритма подавления блокирующей помехи от собственного передатчика сов- мещенного ДКМВ ра-
диоцентра ортогонали-
зацией ее сигнального
вектора и весового век-
тора в линейных цепях
приемного тракта, до
малошумящего широ-
кополосного усилителя
активной приемной ан-
тенны. В частности, на
рисунке представлены
азимутальные зависимо-
сти усредненных по углу
места величин выигры-
ша по отношению «сиг-
нал/помеха» A и измене-
ния уровня сигнала кор-
респондента – δp (взятая
с обратным знаком сте-
пень ухудшения чув-
ствительности). Из графика следует, что даже в ситуациях, когда поляриза- ция сигнала помехи согласована с поляризацией приемной антенны, разра- ботанный алгоритм обеспечивает подавление помехи на 15…26 дБ и более, что обеспечивает согласно разработанной методике сокращение расстояния пространственного разнесения передающих и приемных турникетных ан- тенн совмещенного ДКМВ радиоцентра, при этом возможное ухудшение
Рисунок 8 ‒ Азимутальные зависимости величины выигрыша по отношению «сигнал/помеха» и изме- нения уровня сигнала корреспондента
чувствительности приемного тракта составляет величину порядка 5 дБ. Та- ким образом, алгоритм следует использовать в случаях, когда требуется по- давление блокирующего сигнала собственного передатчика на величину 5 дБ и более.
В заключении представлены основные научные и практические резуль- таты диссертационного исследования, а также общие выводы, состоящие в следующем:
1. В диссертации достигнута поставленная цель исследования и разра- ботки алгоритмов и средств повышения скорости, а также помехоустойчи- вости передачи данных совмещенным радиоцентром декаметрового диапа- зона при обеспечении компактности размещения оборудования, за счет ре- шения следующих задач:
– исследованы возможности применения технологии MIMO в условиях совмещенного ДКМВ радиоцентра и сделан вывод о наибольшей пригодно- сти к применению в этих условиях системы OFDM-MIMO2х2 с поляризаци- онным разнесением;
– исследованы возможности поляризационного разнесения по обеспе- чению работы системы MIMO2х2 в условиях совмещенного ДКМВ радио- центра посредством использования компактных турникетных антенн и внутреннего по отношению к радиоканалу пространственного кодирования;
– для радиосистемы MIMO2х2 совмещенного ДКМВ радиоцентра разра- ботан алгоритм пространственного поляризационного кодирования, эффек- тивный по скорости передачи данных, а также средства аппаратного обеспе- чения высокоскоростной передачи данных (возбудитель ВКВ-30, мно- гофункциональное устройство преобразования сигналов МУПС-9600);
– разработан алгоритм подавления блокирующей помехи в линейных цепях радиосистемы совмещенного ДКМВ радиоцентра без существенного ухудшения чувствительности приемного тракта;
– обоснована и разработана методика обеспечения компактности раз- мещения оборудования совмещенных ДКМВ радиоцентров посредством применения разработанных алгоритмов;
– проведены экспериментальные исследования разработанных реше- ний.
2. Пространственное поляризационное кодирование посредством фор- мирования и обработки сигналов, одновременно излучаемых турникетной антенной радиоволн противоположных круговых поляризаций, не требует использования перестраиваемых по диапазону квадратурных фазовращате- лей и пространственно-разнесенных передающих антенн и обеспечивает при заданной помехоустойчивости повышение скорости передачи данных вдвое относительно передачи без пространственной обработки.
3. Подавление блокирующей помехи ортогонализацией сигнального вектора излучения близкорасположенного передатчика и весового вектора в линейных цепях приемного тракта достигает значения 20…30 дБ без суще- ственного ухудшения чувствительности и реализуется без применения пере- страиваемых фазовращателей.
4. Методическое применение пространственного поляризационного ко- дирования и подавления блокирующей помехи от собственного передатчика обеспечивает компактность размещения оборудования MIMO2х2 совмещен- ного ДКМВ радиоцентра, устраняя необходимость использования для про-
странственного кодирования двух разнесенных на 100…1000 м передающих антенн путем их замены одномачтовой турникетной, а также уменьшая за счет подавления блокирующей помехи на 20…30 дБ необходимый разнос турникетных передающей и активной приемной антенн в 10…30 раз, до рас- стояния порядка десятков метров.
5. Представленные алгоритмы работы оборудования обеспечения вы- сокоскоростной передачи данных совмещенным ДКМВ радиоцентром реа- лизованы посредством разработанных возбудителя прямого цифрового син- теза ДКМВ сигналов (ВКВ-30), обеспечивающего управление амплитудами и фазами синхронных радиоизлучений и многофункционального устройства преобразования сигналов (МУПС-9600), обеспечивающего существенное повышение скорости передачи данных ДКМВ радиопередающих систем по- средством внутреннего пространственного поляризационного кодирования сигналов множественных каналов.
6. Экспериментальные исследования разработанных решений проводи- лись в том числе с использованием разработанного соответственно указан- ной методике имитатора ДКМВ радиоканала (Доплер-6700), соответствую- щего рекомендациям CCIR 520-2 и подтвердили работоспособность разрабо- танных алгоритмов.
7. Практическая значимость работы подтверждается результатами внедрения отдельных положений и выводов диссертации в подразделениях силовых ведомств России, а также внедрением в учебный процесс ФГБОУ ВО ПГУТИ. Реализация результатов работы и достигнутый эффект под- тверждены соответствующими актами.
В результате проведенных исследований и разработок была достигнута цель, поставленная в диссертационной работе.
Рекомендации и перспективы использования результатов исследо- вания. На основе результатов диссертационного исследования планируется создание совмещенных ДКМВ радиоцентров в Арктическом регионе России согласно заказу МО РФ.