Формирователи спектрально-эффективных радиосигналов с компенсацией амплитудно-фазовых искажений

Во введении обоснована актуальность темы диссертации, сформулированы цель
работы и задачи исследования, показана научная новизна и практическая значимость
полученных результатов, выносимых на защиту.
В первой главе проведен анализ влияния нелинейных искажений, вносимых
усилителем мощности, на увеличение внеполосного излучения в соседнем канале,
рассмотрены параметры, количественно определяющие линейность усилителя
мощности. Рассмотрены основные критерии оценки спектральной и энергетической
эффективности радиосигналов: отношение пиковой мощности к средней (PAPR),
интегральная функция распределения уровней сигнала (CCDF), коэффициент
мощности в соседнем (ACPR) и альтернативном канале (AltCPR), модуль вектора
ошибки (EVM) и вероятность битовой ошибки (BER). Показано, что сигналы с
амплитудно-фазовой модуляцией обладают высокой спектральной эффективностью, в
связи с чем в сетях связи специального назначения получают широкое
распространение цифровые стандарты радиосвязи АРСО25 и TETRA, применяющие
сигналы CQPSK и π/4-DQPSK соответственно. В то же время сигналам с цифровой
многопозиционной модуляцией свойственно изменение комплексной огибающей, что
в свою очередь влечет изменение коэффициента усиления и амплитудно-фазовую
конверсию при проявлении нелинейности усиления. Далее в работе проводится обзор
основных методов линеаризации передающего тракта и анализ методов дефазирования
сигналов, основная идея которых заключается в преобразовании амплитудно-
фазомодулированного сигнала S(t) в виде суммы двух фазомодулированных сигналов
с постоянной огибающей S1(t) и S2(t),
S (t )  A(t) cos ct + (t)  S1(t)+ S2(t) ,(1)
S1 (t )  Aмах (t) cos ct + (t)+  (t) ,(2)
S2 (t )  Aмах (t) cos ct + (t) –  (t) .(3)
Векторное представление сигналов изображено на рисунке 1.
Общим недостатком для методов,
основанных на дефазировании сигнала,
стала чувствительность к диспропорциям
усиления и фазы в двух параллельных
усилительных трактах.
Схемные решения, являющиеся
дальнейшим развитием данного подхода к
усилению, направлены на компенсацию
амплитудной и фазовой асимметрии плеч
Рисунок 1 – Векторное представление
сигнала при дефазированиисхемы, при этом наличие управляемых
реактивных элементов и частотно-
избирательных цепей в тракте управления ГУН не позволяет с их помощью
осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне
частот несущего колебания, а рассинхронизация работы ГУН приводит к
недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного
сигнала.
Во второй главе исследованы структурные схемы устройств формирования
функциональных составляющих, являющихся результатом аппроксимаций функций
косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора.
Проведен анализ точности выполнения преобразований и спектральный анализ
устройств формирования функциональных составляющих, а также модуляторов
фазомодулированных сигналов базе формирователя функциональных составляющих и
балансных модуляторов. Исходя из коэффициентов функциями Бесселя и анализа
результатов установлено, что увеличение индекса фазовой модуляции m>/4 влечёт
увеличение ширины спектра выходного сигнала, таким образом, для увеличения
спектральной эффективности в исследновании использован индекса фазовой
модуляции m</4, что позволяет ограничиться 3 членами при аппроксимации и построении функциональных преобразователей задавшись погрешностью | | < 1%. Разработаны формирователи узкополосных спектрально-эффективных радиосигналов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях (рис. 2), а также векторных модуляторов в квадратурных ветвях. ФФС1ui(t) is(t) ФССЛС1ФВ2 БМ2 i(t) ИМСС ic(t) ФКСБМ1 uвых(t) s1 s2ЛС3 ГВЧФВ1 qs(t) ФССБМ3 q(t) ИМКСuq(t) qc(t) ФКСБМ4ЛС2 ФФС2 Рисунок 2 – Структурная схема формирователя узкополосных спектрально- эффективных сигналов на базе формирователей функциональных составляющих и балансных модуляторов в квадратурных ветвях Сигнал в основной полосе частот представлен синфазной i(t) и квадратурной q(t) последовательностями символов, которые формируются источником модулирующей синфазной составляющей (ИМСС) и источником модулирующей квадратурой составляющей (ИМКС): i(t )  kI (t )sin 2 f st , q(t )  kQ(t )sin 2 f st , (4) где I(t) и Q(t) – амплитуды символов, k – регулировочный коэффициент уровня сигнала, определяющий значение m, fs – частота следования символов. Квадратурные составляющие поступают на вход формирователей функциональных составляющих (ФФС), которые представляют совокупность формирователя синусной составляющей (ФСС) и формирователя косинусной составляющей (ФКС). На выходе ФФС будут сформированы сигналы, описываемые выражениями (5, 6): ic (t)=Ucos[ kI (t )sin 2 f st ] , is ( t )  Usin [ kI( t )sin 2 f st ] ,(5) qc ( t )  Ucos[ kQ( t )sin2 f st ] , qs ( t )  Usin [ kQ( t )sin2 f st ] .(6) С помощью высокочастотного генератора (ГВЧ) и фазовращателя на π/2 (ФВ1) формируются квадратурные составляющие: s1(t)  S cos t , s2 (t)  S sin t.(7) Перемножив косинусные составляющие модулирующего сигнала с косинусоидальной несущей, а также синусные составляющие с синусоидальной несущей в высокочастотных перемножителях сигналов (БМ1–БМ4) с коэффициентом модуляции равном единице и сложив их в линейных сумматорах (ЛС1, ЛС2), имеем: ui (t )  US (cos[i(t)]cos t - sin[i(t)]sinωt) = Acos(ωt + [i(t)])  Acos(ωt + mi sin 2 f st ) ,(8) uq (t )  US (cos[q(t)]cos t - sin[q(t)]sinωt) = Acos(ωt + [q(t)])  Acos(ωt + mq sin 2 f st ) ,(9) где А  US – постоянная амплитуда, mi=kI(t), mq=kQ(t) – индекс фазовой модуляции, который определяется мгновенными значениями амплитуды входного сигнала и регулировочным коэффициентом. Постоянное значение амплитуды сигналов позволяет применить нелинейные высокоэффективные усилители мощности. Результирующий выходной сигнал uвых(t) может быть выражен графически, как показано на рисунке 2. Вектор с амплитудой A(t) и углом ( ) является суммой двух ортогональных векторов ui(t) и uq(t), если их амплитуда А =1, то в векторно- модулированный сигнал можно записать в виде суммы действительных и мнимых компонентов:  uвых (t )  Re ui (t)  juq (t) e jωt  Re Ae j[ωt+i(t)] + jAe j[ωt+q(t)]    Re2 Ae jt e j[i(t)+(q(t)+π / 2)]  ,(10) Qгде Re – вещественная часть комплексной ϕϕ14 величины, ui(t) и uq(t) – квадратурные φ4ϕ24 компоненты сигнала uвых(t), А – φ3ϕ 23 q(t)комплексная постоянная огибающая. Uout Демодуляциясформированных uq(t)φ1узкополосных спектрально-эффективных φouti(t)сигналов может быть осуществлена с Aφ2 I помощью квадратурного демодулятора ui(t) привнесениидополнительных Рисунок 2 – Векторная диаграммапостоянных составляющих смещения формирования выходного сигналасигнального созвездия по синфазной оси – Δx и квадратурной оси – Δy. В третьей главе исследованы влияния ошибки фазы и усиления квадратурного модулятора на выходной сигнал. Проведен анализ параметрической чувствительности формирователя узкополосных спектрально-эффективных радиосигналов и анализ влияния дисбаланса фазы при осуществлении фазового сдвига π/2 на форму выходного сигнального созвездия. Далее предложен метод автокомпенсации ошибки фазы и усиления, возникающей в квадратурных модуляторах. Компенсация искажений с использованием синтезированных компенсационных сигналов позволяет устранить искажения, возникающие в балансных смесителях и фазовращателе за счет быстроизменяющихся помех, приходящих с выхода высокочастотного генератора или с выхода усилителя мощности по цепи обратной связи, а также медленных отклонений фазы и амплитуды сигнала. На рисунке 3 представлена структурная схема формирователя радиосигналов на базе векторного модулятора, в котором реализован метод компенсации искажений, с использованием синтезированных компенсационных сигналов, где АТ – аттенюатор, АМД – амплитудный детектор, АО – амплитудный ограничитель, ВМ1 – ВМ3 – векторные модуляторы, ЛВ1 – ЛВ4 – линейные вычитатели, ЛС1 – ЛС4 – линейные сумматоры. Совокупность АМД, АО, ВМ2, ВМ3, ФВ2, ФФС, ЛВ1 – ЛВ4, ЛС1 и ЛС2 составляет формирователь функциональных составляющих синтезирующий компенсационные сигналы (ФФССКС). На выходах ГВЧ и ФВ1 формируются квадратурные высокочастотные сигналы: u1  U cos 0t , u2  U sin 0t.(11) Модулирующее напряжение представляет собой гармонический сигнал: e  E cos(t   ) ,(12) где E, ,  – амплитуды, частоты и начальные фазы составляющих модулирующего напряжения, а синусно-косинусные преобразователи осуществляют формирование модулирующего напряжения (12) на основании алгоритмов и устройств, описанных в главе 2. u1ВМ1uБМ1uвых ГВЧБМ1С1 u2 ФВ1БМ2uБМ2 ИМНАТ uЛВ4 uЛВ3 +–uАТ ЛВ4 +– ЛВ3 uЛВ1 –+ ФССЛВ1ЛС1 eсuПАМ uЛВ2АМД e –+ ФКСЛВ2ЛС2 es ФФС uc2uc3 БМ3С2 uФВ2 БМ6С3 ФВ2 ФВ4АО ФВ3 БМ4 БМ5 ФФССКСuАОВМ 2ВМ 3 Рисунок 3 – Структурная схема формирователя радиосигналов на базе векторного модулятора с использованием синтезированных компенсационных сигналов При этом на выходе формирователя функциональных составляющих, напряжения соответственно, имеют вид: eс  E cos m cos(t   )  , es  E sin m cos(t   )  ,(13) гдеЕ  m– индекс полезной угловой модуляции. После перемножения (11) с (13) и последующего линейного сложения результатов квадратурных перемножений, на выходе С1, при отсутствии дестабилизирующих факторов формируется неискажённый фазомодулированный сигнал: uвых  kU cos 0t  E cos  m cos(t   )    kU sin 0t  E sin  m cos(t   )  (14)  U вых cos 0t  m cos(t   )  , где U вых  kUE – постоянная амплитуда. При появлении в выходном ФМ сигнале амплитудно-фазовой нестабильности, проявляющейся в виде напряжений uпам и  , и характеризующих, соответственно, паразитную амплитудную модуляцию (ПАМ) и паразитную фазовую модуляцию (ПФМ), начинают отрабатывать цепи обратных связей по следующим алгоритмам. ФМ сигнал на выходе модулятора, в котором присутствуют ПАМ и ПФМ, можно записать в следующем виде: uС/ 1  uпам cos 0t  m cos  t      ,(15) где uпам  UC1 1  U пам  – напряжение ПАМ, Ѳ – напряжение ПФМ. На выходе АТ мощность сигнала (15) понижается до значения, обеспечивающего нормальные режимы работы АМД и ВМ, которые предназначены для выделения напряжений, соответственно, uпам и Ѳ. В результате квадратурных перемножений и линейных суммирований колебаний (3.20) и (3.21) на выходах сумматоров С2 и С3 будут выделяться, соответственно, синусная и косинусная составляющие модулирующего напряжения, содержащие компоненты ПФМ: uC 2  E sin m cos(t   )    s ,(16) uС 3  E cos m cos(t   )   с ,(17) где Ѳs и Ѳс – синусная и косинусная составляющие ПФМ. Далее с напряжениями (16), (17) и uпам последовательно производят следующие линейные преобразования: uЛВ1   E cos  m cos(t   )   (18)  E cos  m cos(t   )   с  uпам  с  uпам , uЛВ 2   E sin  m cos(t   )   (19)  E sin  m cos(t   )    s  uпам   s  uпам , uЛВ3  E cos m cos(t   )   с  uпам  ,(20) uЛВ 4  E sin m cos(t   )    s  uпам  .(21) В результате выражения (20) и (21) описывают законы изменения управляющих напряжений, представляющие собой алгебраические суммы полезных синусной и косинусной составляющих модулирующего напряжения и паразитных синусной и косинусной составляющих дестабилизирующего напряжения, при этом слагаемые, описывающие ПФМ и ПАМ, для достижения эффекта их полной компенсации подаются на входы БМ1 и БМ2 в противофазе. Из изложенных алгоритмов и структурной схемы на рисунке 3 следует, что происходит автокомпенсация ПАМ, и осуществляется формирование неискажённого ФМ сигнала. Результаты исследования показали высокую эффективность предложенного метода автокомпенсации ошибки фазы и усиления (рис. 4), при этом увеличение индекса фазовой модуляции снижает влияние фазового дисбаланса на уровень ПФМ и соответственно фазу выходного сигнала, но ведет к росту ПАМ в фазомодулированных составляющих сигнала, а также ведет к снижению эффективности применения компенсации амплитудно-фазовой нестабильности в квадратурном формирователе радиосигналов. 1,545 1,4540 нормированная амплитуда, Uн В 1,435 нормированная фаза, φ град 1,35 1,3 1,25 1,2 1,15 1,1 1,055 0135101520253035404501351015202530354045 дисбаланс фазовращателя, θ граддисбаланс фазовращателя, θ град Рисунок 4 – Влияние дисбаланса фазовращателя на ПАМ и ПФМ Из анализа влияния отклонений коэффициента балансной модуляции следует, что неточности балансного модулятора, осуществляющего перемножения косинусных составляющих, в большей степени влияют на уровень ПАМ, чем неточности при перемножении синусных составляющих. При коэффициенте балансной модуляции Кбм=1, а также при Кбм1=Кбм2 возникновения ПАМ не происходит, а применение синтезированных компенсационных сигналов является менее эффективным. Во второй части главы исследованы влияния нелинейности усилителей и дисбаланса трактов усиления на выходной сигнал. Рассмотрено применение квадратурной обратной связи для устранения ошибок, вносимых в результате нелинейного усиления и несоответствия трактов усиления, согласно структурной схеме, представленной на рисунке 5. i0(t)ei(t)ic(t) i(t)ui(t) + ИМССЛВ1ЛС1ФФССКС1ВМ1ФВ3УМ1 is(t) - s1 АТ1uвых(t) ГВЧЛС1 АТ2 q0(t)qс(t)s1 +eq(t)q(t) uq(t) ИМКСЛВ1ЛС1ФФССКС2ВМ2УМ2 -qs(t)iвых(t) qвых(t)ВДМАТ3 Рисунок 5 – Структурная схема формирователя узкополосных спектрально- эффективных радиосигналов с одновременной компенсацией амплитудно-фазовых искажений в петле обратной связи Сформированный выходной сигнал поступает в направленный ответвитель сигнала, где происходит отвод части мощности выходного сигнала, аттенюатор (АТ3) понижает её до значения, обеспечивающего нормальный режим работы векторного демодулятор (ВДМ), который осуществляет выделение квадратурных составляющих. Если исходная синфазная компонента входного сигнала 0 (t), то выходной сигнал с учетом задержи в тракте обратной связи – ( − ), коэффициент усиления усилителей Gi и Gq, а преобразование выходного сигнала в тракте обратной связи с понижением частоты можно рассматривать, как линейное затухание с коэффициентом передачи – 1/β. Формируемые синфазная и квадратурная составляющие сигнала обратной связи примут вид: Gi I out (t   )Gq Qout (t   ) iout ,qout ,(22) 1  Gi 1  Gq  iout (t )  iout (t )  x , qout (t )  qout (t )  y .(23) В результате сравнения текущих значений входных квадратурных сигналов и квадратурных сигналов обратной связи в ЛВ1 и ЛВ2 формируются сигналы ошибки eq(t) и ei(t), которые необходимо добавить к исходным сигналам с помощью ЛС1 и ЛС2 для получения предыскаженных символьных последовательностей: ei (t )  i0 (t )  iвых (t ) eq (t )  q0 (t )  qвых (t ) , (24) , q(t )  q0 (t )  eq (t ) , i(t )  i0 (t )  ei (t ) .(25) Анализ точности реализации квадратурной обратной связи проведен с применением функции arctg[tg(x)]. В четвертой главе описана техническая реализация и экспериментальное исследование компенсации амплитудно-фазовых искажений в ФФС при индексе модуляции mφ≤π/4 на базе ПЛИС с использованием аппаратного языка описания аппаратуры VHDL. 64-битные табличные значения косинуса и синуса были вычислены для 3 членов разложения с шагом квантования, обеспечивающим формирование 1024 значений для каждой из таблиц. Таким образом, ПЗУ ПЛИС задействуется 262144 ячееки памяти. Проект реализован на ПЛИС Arria VGZ AGZME3E2H29C3 с использованием отладочной платы Gateway 1x40_4x10G, при этом, исходя из анализа задействованного ресурса ПЛИС, для реализации данного проекта могут быть использованы менее технологичные устройства (МАХ II производства ALTERA (Intel)). Для осуществления моделирования методов линейного усиления спектрально эффективных сигналов, циркулирующих в сетях радиосвязи специального, назначения в САПР Advanced Design System был выбран сигнал стандарта TETRA, проведена оценка и подбор электронных компонентов. В качестве усилительных элементов были рассмотрены усилитель LEE-9+ компании Mini-Circuits, HMC549 и HMC8410 компании Analog Devices. Схема моделирования формирователя узкополосных спектрально-эффективных радиосигналов для осуществления линейного усиления в нелинейных усилителях мощности с одновременной компенсацией амплитудно- фазовых искажений в петле обратной связи приведена на рисунке 4, где ИПД – источник потока данных, ППП – последовательно-параллельный преобразователь, ОФК – относительный фазовый кодер, ФНЧ – фильтр нижних частот, ЛВ – линейный вычитатель, ФФССКС – формирователь функциональных составляющих синтезирующий компенсационные сигналы, ВМ – векторный модулятор, ВДМ – векторный демодулятор, УМ – усилитель мощности, АТ – аттенюатор. На рисунке 5 (а) представлены комплексная огибающая Аi(t) синфазной ФМ составляющей сигнала и комплексные огибающие сигналов на выходе рассмотренных усилителей, пунктирными линиями показаны комплексные огибающие сигнала π/4-DQPSK до и после нелинейного усиления. 1324МП2УADC-26-52+ i(t) ei(t)u(t) +u’(t) ФФСУМ1 ФНЧ1ЛВ1ЛС1ВМ1 СКС1 -LEE-9+ ikHMC549 s(t)АТ1HMC8410 ak xk ПППГВЧ ИПДОФК bkФВ1 АТ2LEE-9+ qkeq(t)s(t)HMC549 q(t)HMC8410 u(t)u’(t)uвых(t) +ФФС ФНЧ2ЛВ2ЛС2ВМ2УМ2ЛС3 СКС2 -ADC-26-52+ CMX980AМАХ II1324МП2УQCN-5D+ ВДМАТ3 AD8348ADC-26-52+ Рисунок 4 – Схема моделирования На рисунке 5 (б) графически представлены статистические значения пиковой мощности сигнала после осуществления нелинейного усиления. Установлено, что мгновенная мощность синфазной ФМ составляющей сигнала соответствует средней мощности сигнала. В результате объединения синфазной и квадратурной ФМ составляющих формируется выходной сигнал с переменной огибающей. (а)(б) Рисунок 5 – Комплексные огибающие сигналов (а) и CCDF (б) Далее была проведена оценка спектральной эффективности. На рисунке 6 (а) представлены спектры сигналов π/4-DQPSK при скорости информационного потока данных 28,8 кБит/с и частоте несущей 450 МГц, на выходе рассмотренных усилителей мощности, а на рисунке 6 (б) в случае применения формирователя узкополосных спектрально-эффективных радиосигналов для осуществления линейного усиления в нелинейных усилителях мощности с одновременной компенсацией амплитудно- фазовых искажений в петле обратной связи. Установлено, что наибольшее снижение излучения происходит на удалении 25 кГц от несущей частоты. Поскольку показателем качества линейности для цифровых систем беспроводной связи обычно является коэффициент мощности в соседнем канале, то в процентном соотношении произведен расчет повышения эффективности излучения в основном канале и снижения мощности излучения в соседнем и альтернативном канале, а также улучшения значений ACPR и AltACPR за счёт применения формирователей спектрально-эффективных радиосигналов без обратной связи и с компенсацией амплитудно-фазовых искажений квадратурной обратной связью. (а)(б) Рисунок 6 – Спектры сигнала π/4-DQPSK на выходе усилителей (а) и спектры сигнала π/4-DQPSK в случае применения формирователя узкополосных спектрально- эффективных радиосигналов с одновременной компенсацией амплитудно-фазовых искажений в петле обратной связи (б) дополнительно были проведены моделированияначастоте ACPR, % 800 МГцнесущей 800 МГц, 850 МГц, 850 МГц 10900 МГц и значении точки 900 МГц 01 dBm компрессии – 34.3 dBm. лин лин ОСНа рисунке 7 в процентном Рисунок 7 – Сравнение ACPR с результатомсоотношении представлено, на линеаризации квадратурной обратной связьюсколькобылоулучшено значение ACPR при сравнении с Длясравненияполученныхрезультатомлинеаризации результатовсисследованиямипоквадратурной обратной связью, линеаризации сигналов стандарта TETRA скоторая может быть реализована применением квадратурной обратной связимикросхемой СМХ998. Наилучшей мерой качества цифровых радиосигналов является частота ошибок в битах (BER) или частоты ошибки на символ (SER). Оценка энергетической эффективности осуществлена по методу Монте-Карло. Установлено, что применение формирователя узкополосных спектрально-эффективных сигналов для линейного усиления сигнала в нелинейных усилителях мощности позволит формировать выходной сигнал с требуемой вероятностью возникновения ошибок. В заключении подведены итоги диссертации в целом, сформулированы основные результаты и выводы. Заключение Таким образом, в работе проведён ряд теоретических и экспериментальных исследований, направленных на разработку и исследование формирователей спектрально-эффективных радиосигналов с компенсацией амплитудно-фазовых искажений 1. Исследовано и реализовано устройство формирования функциональных составляющих на базе ПЛИС, входящее в состав структурной схемы формирователя узкополосныхспектрально-эффективныхрадиосигналов,позволяющее компенсировать амплитудно-фазовые искажения в петле обратной связи. 2. Разработаны структурные схемы формирователей узкополосных спектрально- эффективных сигналов на базе балансных модуляторов в квадратурных ветвях, а также векторных модуляторов в квадратурных ветвях. 3. Предложен метод компенсации амплитудно-фазовой нестабильности в квадратурном модуляторе радиосигналов на базе формирователей функциональных составляющих и проведена оценка его эффективности. 4.Исследованапараметрическаячувствительностьформирователей узкополосных спектрально-эффективных сигналов. 5. Предложен метод применения формирователей узкополосных спектрально- эффективных радиосигналов для осуществления линейного усиления в нелинейных усилителях мощности с одновременной компенсацией амплитудно-фазовых искажений в петле обратной связи. 6. Проведено моделирование применения формирователей узкополосных спектрально-эффективных радиосигналов для линейного усиления сигнала в нелинейных усилителях мощности, что позволило максимально повысить значение ACPR в случае применения усилителя LEE9+ на 74%, a значение AltACPR на 27,3%, при этом генерируемый выходной сигнал удовлетворяет критериям требуемой вероятности возникновения ошибок.