Методы повышения энергетической эффективности тягового электропривода с бесконтактным двигателем постоянного тока

Во введении дана общая характеристика диссертационной работы. Обоснована
актуальность темы диссертации, сформулированы цели, задачи и методы исследования,
научная новизна, практическая значимость, достоверность и апробация результатов
диссертации. Дана характеристика публикаций, структуры и объема работы.
В первой главе выполняется анализ источников энергетических потерь в тяговом
электроприводе (ТЭП) с бесконтактным двигателем постоянного тока (БДПТ). Проведен
обзор существующих методов повышения энергетической эффективности тягового
электропривода с бесконтактным двигателем постоянного тока.
Анализ источников энергетических потерь в системе инвертор-машина показывает,
что минимизация энергетических потерь в инверторе может привести к увеличению потерь
в машине и наоборот – минимизация потерь в машине может дать увеличение потерь в
инверторе, поэтому при разработке методов повышения КПД следует рассматривать
комбинированные потери в системе “инвертор-машина”.
Большинство существующих методов определения магнитных потерь в сердечнике
основаны на использовании уравнения К. Штейнмеца (Charles P. Steinmetz), которое
предназначено для определения потерь в электродвигателях с синусоидальным
напряжением. Показатели степени в уравнении Штейнмеца существенно меняются при
изменении частоты ШИМ и формы напряжения, от которых зависят основные механизмы
потерь в сердечнике (гистерезис, классические вихревые токи и дополнительные вихревые
токи). Для более точного определения потерь БДПТ в системе “инвертор-машина”,
необходимо учесть влияния частоты и формы напряжения ШИМ на магнитные потери.
Оптимизация параметров ТЭП с БДПТ, по критерию энергетических потерь, во
многих работах проводится для фиксированной нагрузки. Однако при изменении нагрузки,
потери могут значительно увеличиться. Поэтому при разработке методов оптимизации
параметров БДПТ, по критерию энергетических потерь, необходимо учитывать диапазон
изменения нагрузки.
Во второй главе предложены методы идентификации параметров и верификации
математической модели БДПТ с помощью паспортных данных и данных эксперимента.
Рассмотрены методы вычисления коэффициента ЭДС, коэффициента момента и
амплитуды потокосцепления. Эти параметры используются как входные параметры
математической модели БДПТ.
Коэффициент ЭДС определяется из данных опыта холостого хода (рисунок 1, n0 –
скорость холостого хода). Это возможно при принятии допущения о том, что на холостом
ходу напряжение V0 на зажимах двигателя примерно равно ЭДС E.
Коэффициент момента БДПТ Ct определяется из режима максимального КПД
(рисунок 1), при принятии допущения о том, что ток статора в этом режиме равен проекции
тока статора на ось q, Is ≈ isq. Данное допущение вполне оправдано, поскольку в режиме
максимального КПД потери в стали минимальны и проекция тока статора по главной
магнитной оси d создает потери в стали. На блок-схеме используются обозначения: T‒
момент нагрузки, Is‒ ток статора в режиме максимального КПД, Ct – коэффициент момента,
p – число пар полюсов, m – число фаз.
Для верификации математической модели удобно использовать динамические
характеристики и сравнивать их характерные точки с паспортными данными. С помощью
переходного процесса по скорости, установившееся значение сравниваем с паспортным (в
номинальном режиме), как показано на рисунке 2.
Ψm

Рисунок 1. Методика идентификации коэффициентов математической модели БДПТ.

Зная темп нарастания скорости, мы можем поверить электромеханическую
постоянную времени τm, при допущении, что мгновенное значение скорости изменяется по
апериодическому закону первого порядка.

Рисунок 2.Определение τm по переходному процессу по скорости.
С помощью переходного процесса по току можно, аналогичным образом определить
электромагнитную постоянную времени.
Переходным процессом по току для БДПТ является первый импульс тока после
пуска БДПТ при неподвижном роторе. Для того, чтобы при пуске осуществить имитацию
фиксации ротора в неподвижном состоянии необходимо при математическом
моделировании значительно увеличить значение момента инерции. При этом затягивается
процесс разгона и значительно уменьшается величина противо-ЭДС в момент пуска.
Для верификации модели также сравниваются характерные точки статических
характеристик, полученных при моделировании, с паспортными данными.При
номинальном напряжении, частота ХХ должна совпадать с паспортной. Также желательна
проверка корректности математической модели и схемы, составленной в Simulink, с
помощью анализа значения частоты пульсаций момента или скорости.
Когда число пар полюсов равно 1, за один электрический оборот датчик положения
ротора принимает 6 состояний. При этом положение вектора магнитного потока ротора
непрерывно изменяется, поскольку ротор вращается. Таким образом, имеет место
периодическое изменение положения вектора МДС статора относительно вектора потока
ротора. Число пульсаций электромагнитного момента многополюсного двигателя за один
оборот ротора равно 6p. Для верификации частота пульсаций момента, полученная
моделированием, сравнивается с расчетной частотой f пульсаций момента, равной
f = pn/10, где p – число пар полюсов; n – скорость вращения в об/мин. Таким образом для
верификации модели удобно проводить сравнение характерных точек статических и
динамических характеристик, полученных при моделировании в Simulink, с паспортными
данными двигателя и с результатами расчетов.
В третьей главе выполняется исследование зависимости комбинированных потерь
(КП, сумма потерь в инверторе и машине) от времени нарастания напряжения и частоты
коммутации. Исследование выполнено с целью определения оптимальных значений tru и fs,
при которых КП минимальны. Пренебрегая потерями, вызванными токами утечки
транзисторов в закрытом состоянии и потерями в диоде в момент включения транзистора,
потери в автономном инверторе напряжения определяются следующим образом:
PVSI  2( PCM  PCD  ( EonM  EoffM  EonD )  f s ) 
(t  t )  (tru  t fi )1
 2  U DS _ off  I d  ri fu Qrr U DS _ off  Qrr U Drr  f s (1)
24
1 ma  cos 1 ma  cos 
2 ( RDSon  I d  RD  I d )  ( 
)  2 u D 0  I d  (),
8328
где PCM ‒ статические потери полевого транзистора, Id ‒ ток стока, ma‒ индекс модуляции,
 ‒ угол сдвига между током и напряжением, PCD ‒ статические потери встречно-
параллельного диода (ВПД), uD0 ‒ напряжение на концах диода при нулевом токе, RD ‒
сопротивление ВПД в открытом состоянии, UDS_off ‒ напряжение между стоком и истоком
в закрытом состоянии транзистора, tri‒ время нарастания тока, tfu‒ время спада напряжения
сток-истока, Qrr‒ заряд обратного восстановления диода, tru ‒ время нарастания
напряжения сток-исток, tfi ‒ время спада тока стока, EonD ‒ энергия обратного
восстановления диода, UDrr≈UDS_off ‒ напряжение диода во время обратного
восстановления.
Несинусоидальное напряжение, полученное с помощью ШИМ (учитывая время
нарастания), может быть представлено с помощью кусочно-линейной модели. Зависимость
плотности потока в сердечнике от напряжения на концах обмотки для определенного
временного интервала можно описать следующим образом:
NA 
B(t ) V (t )dt ,(2)
где, N‒ число витков обмотки статора, A‒ площадь поперечного сечения сердечника.
При увеличении tru, уменьшается площадь трапеции (интеграл от функции
напряжения), следовательно, уменьшается плотность магнитного потока. Магнитные
потери в сердечнике изменяются в соответствии с изменением плотности магнитного
потока. Потери в сердечнике БДПТ, с учетом трапецеидальной формы и времени
нарастания напряжения, определяются следующим образом:
2 D  (4tru f s / 3)3/2 D  (6tru f s / 5)
Pcore  ke  B0 f s 2
 kex  B0 f s  Ph , (3)
DD3/2
где, B0 ‒ пиковое значение плотности потока в сердечнике, ke, kex, kh, α ‒ постоянные
величины, зависящие от типа и свойств материала сердечника, D ‒ коэффициент
заполнения, tru‒ время нарастания напряжения, fs ‒ частота коммутации.
При анализе зависимости комбинированных потерь (КП), используется
сопротивление затвора Rg вместо tru, поскольку в реальном объекте изменение временных
интервалов, в коммутационных переходных процессах, осуществляется за счёт изменения
паразитных емкостей и/или Rg в цепи управления полевым транзистором. Рисунок 3
показывает зависимость КП от Rg и частоты коммутации при различных значениях тока
стока.

Id=160 A
1000
Pcomb, W

Id=120 A
Id=20 A.
x10460
44020
fs, HzRg, Ω
Рисунок 3. Зависимость КП (Pcomb) от Rg и fs, Id=var.
Оптимальная частота ШИМ обычно определяется по критерию электромагнитной
постоянной времени, и пульсации тока. Эффект увеличения fs на уменьшения пульсации
уменьшается при больших значениях fs, а коммутационные потери в инверторе продолжают
расти. Зависимость КП от тока стока и Rg для различных значений fs показана на рисунке 4.
Пересечения различных значений fs образует параболическую форму, слева от
которой потери увеличиваются с увеличением Rg, поскольку в этой области
доминирующими являются потери в инверторе. Справа от параболы потери увеличиваются
с уменьшением Rg, поскольку доминирующими являются потери в сердечнике статора.
Скорость изменения КП при изменении tru имеет вид:
dPcomb2 4 fs3/2 6 f s 
 2U DS _ off  I d  f s   ke  B0 f s  kex  B0 f s ,(4)
5D3/2 
dtru3D
На величину «dPcomb/dtru», влияют fs и ток стока. Знак «-» во втором слагаемом
указывает, что потери в стали уменьшаются при увеличении времени нарастания
напряжения.
Pcomb W
200fs=4e4Hz
fs=3e4Hz
fs=2e4Hz.0
10020
Id, A40
5060Rg, Ω
Рисунок 4. Зависимость Pcomb от Id и Rg, fs=var.
Зависимость (dPcomb/dRg) для различных значений тока стока показана на рисунке 5.
Для больших нагрузок, минимизация потерь достигается за счет уменьшения Rg, а для
малых нагрузок, минимизация потерь достигаются за счет увеличения Rg.
Id =160 A
Id =140 A
Id =120 A

Id =100 A
PComb., W
Id =80 A
Id =60 A
Id =40A
05101520253035404550
Rg, Ω

Рисунок 5. Зависимость Pcomb от Rg, Id=var.
Исходя из этого, для обеспечения минимизации потерь на всем диапазоне изменения
нагрузки, предлагается изменение Rg. При проектировании цепей управления затворами
полевых транзисторов принимается во внимание такие критерии, как защита полевых
транзисторов от перегрузок при включении и от перенапряжений при выключении
транзистора и коммутационные потери в инверторе.
На рисунке 6 показано влияние изменения tru на снижение КП. Выделена точка
пересечения СЗ, соответствующая току стока, при котором dPcomb/dRg=0:
k e  B0 f s  kex  B0 f s 
23/2
I D 3D5D3/2 . (5)
2U DS _ off
В данной точке осуществляется изменение Rg. Слева от данной точки потери в
сердечнике больше, поэтому уменьшается tru (большое Rg), а справа потери в инверторе
больше, поэтому увеличивается tru (малое Rg).
Rg =45 Ω
Pcomb,W

Rg =5 Ω
020406080100120140160180200
Id, A

Рисунок 6. Влияние изменения Rg на комбинированные потери.
Заштрихованная область показывает область минимизации потерь. КП были
минимизированы на 9.2% благодаря использованию метода изменения Rg.
Поскольку для каждого значения тока стока существует оптимальное значение
частоты коммутации, то можно делить диапазон Id на интервалы, для каждого из которых
будет соответствующая оптимальная частота коммутации. Таким образом, кроме метода
изменения Rg, минимизация комбинированных потерь достигается за счет изменения
частоты коммутации, как показывает рисунок 7.
Выигрыш мощности, благодаря изменению fs (в данном случае 4.6%), зависит от
количества точек, в которых производится изменения fs.
Для реализации предложенного метода минимизации КП изменением параметров
инвертора, необходимо приспособить коммутатор к решению данной задачи. Выбор
компонентов коммутатора осуществляется исходя из диапазона используемых частот и
выбранных значений tru. На рисунок 8. показана методика проектирования коммутатора,
приспособленный к реализации предложенных методов повышения КПД БДПТ.

Рисунок 7. Влияние изменения Rg и задания оптимальной частоты fs= fs_opt на комбинированные потери.
Рисунок 8. методика проектирования коммутатора

Использование трёхуровневых инверторов (ТУИ) в БДПТ позволяет
минимизировать гармоническое искажение и минимизировать гармонические потери.
Предложена схема управления ТУИ АИН на основе ШИМ с оптимизированной частотой
коммутации SFO-PWM. Альтернативный метод ШИМ позволяет повысить коэффициент
использования напряжения источника не изменяя диапазон модуляции. При использовании
двух несущих сигналов для модуляции только два транзистора включаются за период
выборки. Среднее значение частоты fs транзисторов составляет половину частоты несущего
сигнала, т.е. установленная несущая частота может быть в два раза больше максимально
допустимой fs транзистора.
Для получения сигнала модуляции, напряжение смещения нуля на выходе инвертора
Voffset вычитается из каждого из отдельных фазных напряжений:
max(VA ,VB ,VC )  min(VA ,VB ,VC )
Voffset ;
2(6)
VAR  VA  Voffset ; VBR  VB  Voffset ; VCR  VC  Voffset ,
где, VNR (N=А, В, С) ‒ опорное напряжение на каждой фазе.

Рисунок 9. Несущие сигналы SFO-PWM и задание формы напряжения

На рисунке 9 представлены несущие сигналы ШИМ с оптимизированной частотой
коммутации и заданная форма напряжения, в соответствии с которыми происходит
генерация сигнала управления ключами ТУИ. Коэффициент гармонических искажений
(КГИ) тока минимизирован от 29% до 14%, по сравнению с классической ШИМ.
Уменьшена пятая гармоника на 8%, устранена седьмая гармоника.
Рисунок 10. Амплитуды гармоник выходного тока инвертора (a) при SFO-PWM, (b) с классической PWM
Для определения КПД БДПТ при оценке эффективности различных методов
управления двигателем необходимо измерение момента на валу.
В четвертой главе для решения задачи измерения момента БДПТ предлагается
использовать асинхронный двигатель (АД), питающийся от преобразователя частоты (ПЧ)
с векторным управлением, работающего в режиме управления моментом (РУМ).
Разработана процедура проведения авто-настройки (АН) ПЧ и его перевода в РУМ.
Испытуемый БДПТ установлен на прочной раме, которая соединяется с рамой
нагрузочного асинхронного двигателя (АД). Вал БДПТ соединяется с валом асинхронного
двигателя с помощью фрикционной дисковой двусторонней муфты. Структурная схема
экспериментальной установки показана на рисунке 11.

Рисунок 11. Структурная схема экспериментальной установки для исследования характеристик БДПТ.
Валы вращаются в одну сторону ω1  ω2  ω , а направления крутящих моментов,
противоположны: T1   T2 . Под действием момента нагрузки Т2 изменяется скорость
вращения БДПТ, которая соответствует общей скорости системы:
J1  J 2 
ω(T1  T2 )dt ,(7)

где, Т1‒момент на валу БМПТ, Т2 ‒ момент на валу АД, J1, J2‒ суммарные моменты инерции
ротора и вала БМПТ и АД, ω‒ общая механическая скорость вращения.
Перед переводом ПЧ в РУМ необходимо провести АН ПЧ с вращением вала АД или
без вращения вала. При проведении АН с вращением вала необходимо убедиться в
отсутствии нагрузки на валу. При проведении АН без вращения вала, точность определения
параметров АД будет ниже.
Разработана процедура проведения автоматической настройки для определения
параметров асинхронного двигателя. Разработана процедура перевода преобразователя
частоты с векторным управлением в РУМ. Регулирование вращающего АД происходит с
помощью задания момента на аналоговом входе ПЧ, при наличии опции векторного
управления.
В соответствии с математическими описаниями БДПТ и АД, математическая модель
БДПТ, нагружаемого АД, питающимся от ПЧ с функцией управления моментом, реализована
в среде визуального моделирования динамических систем SimInTech. Полученные значения
скорости БДПТ для разных значений моментов, задаваемых в ПЧ: от нулевого до пускового
момента дают механическую характеристику, которая показана на рисунке 12.
Характерные точки: скорость ХХ, номинальная скорость и скорость при
максимальном моменте используются для верификации результатов моделирования.
Исследуемая модель БМПТ, нагружаемой асинхронным электроприводом с
функцией управления моментом подтверждает возможность и практичность использования
метода бездатчикового управления моментом нагрузки для создания испытательного
стенда в обстоятельствах недоступности дорогих датчиков момента.

5000
(T0 ,n0)
4000
n r1, об/мин.

(Tn , nn )
3000

2000
(Tmax , n (Tmax ))

1000
(Ts , n (Ts ))
04812
T, Н.м
Рисунок 12. Механическая характеристика испытуемого БДПТ

ЗАКЛЮЧЕНИЕ
1. Выполнен обзор существующих методов повышения КПД электропривода с
БДПТ. Оптимизация параметров ТЭП с БДПТ, по критерию энергетических потерь, во
многих работах проводится для фиксированной нагрузки. При изменении нагрузки потери
могут значительно увеличится, что необходимо учесть при разработке методов
оптимизации.
2. Проведен анализ источников энергетических потерь в системе “инвертор-
машина”. Минимизация энергетических потерь в инверторе, может привести к увеличению
потерь в машине и наоборот, поэтому при разработке методов повышения КПД следует
рассматривать комбинированные потери в системе «инвертор-машина».
3. Выполнено исследование зависимости комбинированных потерь (КП) от tru и от
fs, с целю определения оптимальных значений, при которых КП минимальны. КП, при
больших нагрузках, увеличиваются с увеличением tru из-за того, что потери в инверторе
доминируют. При небольших нагрузках КП уменьшается с увеличением tru, поскольку
доминируют магнитные потери в сердечнике.
4. Предложен метод изменения времени нарастания напряжения tru и fs, в
соответствии с изменением нагрузки, для минимизации КП:
 Использованием метода изменения tru, КП были минимизированы на 9.2%.
 Использованием метода изменения tru и fs, КП минимизированы на 13.8%.
 Получено уравнение для определения тока стока, при котором производится
изменения tru и fs.
5. Разработана методика проектирования коммутатора БДПТ с учетом процедуры
оптимизации энергопотребления с помощью изменения параметров инвертора.
6. Предложена схема управления многоуровневого АИН на основе ШИМ с
оптимизированной частотой коммутации (SFO-PWM), для минимизации гармонических
потерь. Коэффициент гармонических искажений (THD) минимизирован от 29% до 14%, по
сравнению с классической ШИМ. Уменьшена пятая гармоника на 8%, устранена седьмая
гармоника.
7. Предложен способ идентификации параметров математической модели БДПТ с
помощью паспортных и экспериментальных данных. Предложена методика верификации
математической модели БДПТ с помощью паспортных данных и данных эксперимента.
8. Предложен нагрузочный стенд с бездатчиковым управлением моментом БДПТ
для исследования методов повышения КПД БДПТ. В качестве нагрузочного используется
асинхронный двигатель, питающийся от преобразователя частоты (ПЧ), работающего в
режиме управления моментом. Разработана процедура проведения авто-настройки и
алгоритм перевода ПЧ в режим управления моментом.