Методы повышения помехоустойчивости приема сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией на фоне нефлуктуационных помех

Во введении диссертации определена актуальность темы, сформулированы цель и задачи, показаны научная новизна, практическая значимость полученных результатов, приведены положения, выносимые на защиту и дана общая характеристика диссертационной работы.
В первом разделе даются основные сведения о сигналах с многопозиционной фазовой манипуляцией (М-ФМ), областях их применения и нефлуктуационных помехах, действующих в радиоканалах. Проводится обзор литературы, посвященной анализу влияния нефлуктуационных помех на качество работы приемников и методов борьбы с такими помехами.
Сигнал М-ФМ имеет следующий вид:
s(t)Acos(ωtφ φ),φ i2π,t(0,T],i0,1,…M1, (1)
i00iсiMs
где A  2E / Т – амплитуда сигнала; E  kE – символьная энергия; Eb – битовая
0ss sb
энергия; ω0 – несущая частота, φс – начальная фаза сигнала, k  log2 M.
Виды нефлуктуационных помех, действующих в радиоканалах:
1. Гармоническаяпомеха
s (t)μA cos[(ω ω )tφ ], (2) П00ПП
где μ − относительная интенсивность, ∆ωП – расстройка помехи относительно
центральной частоты спектра полезного сигнала ω0 , φП − случайная начальная фаза
при t=0.
2. Ретранслированнаяпомеха
sП (t)  μs(t  τ,φП ), (3)
где s(t) – полезный сигнал, τ – временная задержка помехи. 3. Сканирующая по частоте помеха
s (t)μA cos(ω (t)tφ ), П0ПП
ω (t)ω ω 2ωДt
(4)
П0Д
T
где ωП – девиация помехи, Тс – период сканирования. 4. Фазоманипулированнаяпомеха
s (t)μAa cos[(ω ω )tφ ],t((j1)T,jT),j1,…,R, (5) П0j0ППпп
где aj  1 − случайный символ помехи, Тп – длительность символа помехи, RT/T.
sп
Модель шумовой помехи n(t) задается в виде стационарного случайного
процесса типа «белый гауссовский шум» с  -функцией корреляции, нулевым средним значением и односторонней спектральной плотностью мощности N0 .
Проведенный обзор научно-технической литературы позволяет выделить следующие методы борьбы с нефлуктуационными помехами:
– режекция пораженных помехами участков в спектре принимаемого сигнала;
– компенсационный метод подавления помех;
– адаптивная фильтрация помех при приеме сигнала.
Во втором разделе разработаны и исследованы три оптимальных алгоритма
приема сигналов М-ФМ при наличии на входе приемника мешающих воздействий: с некогерентной обработкой гармонической помехи, квазикогерентный алгоритм с компенсацией гармонической помехи и квазикогерентный алгоритм при наличии доплеровского смещения частоты.
Оптимальный алгоритм приема сигналов М-ФМ с некогерентной обработкой гармонической помехи.
Полагаем, что на вход приемника поступает процесс, несущий информацию о
канальном символе Сi:
x(t)si(t,Ci)sп(t,φп)n(t).
Модель помехи, случайная начальная фаза которой равномерно распределена на интервале (0, 2π], задается выражением (2).
Приемник вычисляет М корреляционных интегралов
J0  N …..
s 2 T
x(t)si (t,Ci  0)dt; 7
c
(7)

2 Ts
JM1  N x(t)si(t,Ci M 1)dt.
Решения о значении канального символа выносится в соответствии с правилом: exp(Ji)I0(Ui)exp(Jj)I0(Uj)ji, i,j0,…,M 1. (8)
гдеU X2Y2; iii
2μA Ts
X  0 [x(t)s(t,C)]cosω tdt; Y 
.
iNiiпiNiiп 00 00
Структурная схема приемника приведена на рис. 1.
2μA Ts
0 [x(t)s(t,C)]sinω tdt.
Рис. 1. Структурная схема оптимального приемника сигналов М-ФМ с некогерентной обработкой гармонической помехи.
Моделирование показало, что наибольшая эффективность алгоритма наблюдается при ∆fпTs = 0,5. Графики зависимости вероятности битовой ошибки BER от отношения сигнал/шум SNR ( Eb / N0 ) (дБ) для этого случая приведены на рис. 2. Штриховые
линии соответствуют случаю включенной схемы некогерентной обработки помехи. Сплошные линии получены без обработки помехи.
Видно, что оптимальная некогерентная обработка значительно снижает вероятность битовой ошибки. С увеличением интенсивности помехи энергетический выигрыш растет. Так при μ=0,5 и BER=10-2 для 2-ФМ включение схемы некогерентной обработки помехи дает энергетический выигрыш не более 0,5 дБ, для 4-ФМ – около 2 дБ и для 16-ФМ – более 10 дБ.
а)
б)
Рис. 2. Зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум: а – 4-ФМ, б – 16-ФМ.
9

Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой.
Сигнал М-ФМ рассматривается как дискретно-непрерывный марковский процесс, в котором смена состояний дискретного параметра может производиться в определенные моменты времени, кратные Ts. Случайные начальные фазы сигнала φc
и помехи φп полагаются винеровскими процессами.
Алгоритм оценки дискретного информационного символа имеет вид:
(Ck i)maxJi, (9) а оценочные значения начальных фаз сигнала и помехи φ*c и φ*п формируются в
соответствии со следующими алгоритмами:
M
 1 φ* SKAx(t)s(t,φ*)2
sh(t,C i,φ*)thJ; (10) kkсi
M
c110пп
i0
 1 φ* S K μA sin(ω tφ*)[x(t) 2
s (t,C i,φ*)thJ ]. (11) kkсi
п220пп
i0
где S1 , S2 – крутизна характеристик управляющих элементов (УЭ) в каждом канале
подстройки фазы; K1  2Kφcφc N0S1 ; K2  2KφПφП N0S2 . ______ A 2T ______
K NNA2(1th0s),K NN2μ2A2. φcφc φc 0 0 2N0 φпφп φп 0 0
Схема синтезированного квазикогерентного приемника показана на рис. 3. Он включает в себя блок формирования оценки канального символа и две схемы фазовой автоподстройки частоты сигнала и помехи, которые охвачены перекрестными связями между ними. Вычитатель В1 служит для компенсации гармонической помехи в принимаемом процессе.
На рис. 4 показаны зависимости вероятности битовой ошибки BER от отношения сигнал/шум SNR при ωп  0 и μ = 0,5. Параметрами являются априорные дисперсии
набегов фаз φc и φп за время одного тактового интервала сигнала Тs.
На рисунке приведены кривые 1, построенные при μ=0, 2 ─ при  2 = 0,25,  2 =
0; 3 ─  2 = 0,  2 = 0,25; 4 ─  2 = 0,25,  2 = 0,25. φп φc φп φc
Флуктуации начальной фазы полезного сигнала оказывают большее влияние на помехоустойчивость приемника, чем аналогичные флуктуации фазы гармонической помехи, особенно при малых М. Этот факт объясняется тем, что именно в фазовой структуре сигнала М-ФМ содержится информация о дискретном символе. Сравнение полученных результатов с результатами, полученными для случая, когда цепи компенсации гармонической помехи отсутствуют, показывает, что использование полученных выше алгоритмов фильтрации фаз значительно улучшает
10
φп φc

помехоустойчивость приемника. Так, например, при μ = 0,5 для вероятности ошибки BER=10-2 энергетический выигрыш при М=2 составляет около 2,5 дБ, при М=4 – около 6 дБ, при М=8 и М=16 – не менее 10 дБ.
Рис. 3. Структурная схема квазикогерентного приемника сигнала М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой.
а) 11

б)
Рис. 4. Зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум при приеме сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой: а – 4-ФМ, б – 16-ФМ.
Оптимальная нелинейная фильтрация сигналов М-ФМ при наличии доплеровского смещения частоты.
Полагаем, что суммарная случайная начальная фаза сигнала φc определяется нестабильностью задающего генератора φг(t) и изменениями несущей частоты, вызванными эффектом Доплера:
t
φc(t)(ω()ω0)d φг(t). (12)
В этом случае правило оценки канального символа соответствует (9), а
оценочное значение случайной фазы сигнала φс * формируется в соответствии со следующим алгоритмом:
M
12ω
1 2
φ*SA[KK (1TD)]x(t) sh(t,Ci,φ*)thJ; (13)
c012ω
kkci i0
где S – крутизна характеристики управляющего элемента (УЭ1) в канале
подстройки фазы; коэффициенты K1  2Kφcφc N0S ; K2  2Kφcω N0Sω зависят от
апостериорных дисперсий фазы и частоты; T  1  ; D  d dt ;  – коэффициент, ωωω
характеризующий полосу спектра флуктуаций частоты.
Структура приемника представлена на рис. 5. В канале автоподстройки фазы
присутствует пропорционально-интегрирующий фильтр с передаточной функцией K  K (1  T D) , линейная ветвь которого служит для отслеживания флуктуаций
фазы, а интегрирующая ветвь дает возможность отслеживать флуктуации частоты. 12

Рис. 5. Структурная схема квазикогерентного приемника сигнала М-ФМ при наличии доплеровского смещения частоты.
На рис. 6 приведены зависимости вероятности битовой ошибки BER от отношения сигнал/шум SNR при приеме сигнала М-ФМ с доплеровским смещением
частоты. Параметрами являются дисперсия фазы  2 и дисперсия частоты  2 . Левая φг ω
группа графиков имеет параметры: 1 – 2 0,01,  T 0,1,  T 0,25; 2 – φг ωs ωs
 2  0,01;  T  0,1;  T  0,01. Это характерно для авиационной радиосвязи φг ωs ωs
(относительная скорость движения объектов до 3000 км/час). Правая группа графиков имеет параметры: 1 –2 0,01,  T 0,1,  T 5; 2 – 2 0,01;  T 0,1;
φг ωs ωs φг ωs
 T  2,5. Это характерно для спутниковой радиосвязи (относительная скорость
ωs
движения объектов до 10 км/сек). Для сравнения на рисунке приведены кривые 3, построенные для случая детерминированного сигнала. Показано, что энергетические потери по сравнению с детерминированным случаем составляют не более 1 дБ даже при высоких относительных скоростях движения передатчика и приемника.
а)
б)
Рис. 6. Зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум: а – 4-
ФМ, б – 16-ФМ.
В третьем разделе предложены и проанализированы алгоритмы адаптивной фильтрации нефлуктуационных помех при приеме сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией. Предложены два вида адаптации: алгоритмы адаптации с использованием информации о полезном сигнале (постоянная огибающая, фазовая структура) и алгоритм с адаптацией по методу наименьших квадратов, использующий информацию о помехе (режекторный фильтр).
Отсчет выходной последовательности адаптивного фильтра в комплексном виде определяется уравнением:

yWiт X, (14)
ii

где Xi [xi,xi1,…xiN1]т – вектор входных отсчетов; Wi [wi ,wi,…,wi ]т – вектор

01 N1 регулируемых весовых коэффициентов (ВК) в i-й момент времени, т – знак
транспонирования.
Алгоритмы адаптации с использованием информации о полезном сигнале.
Первый алгоритм использует информацию о постоянной огибающей полезного сигнала и осуществляет адаптивную настройку вектора ВК в соответствии с выражением:
i1i 2*
W Wd(|yi|1)yiXi. (15)
где d – величина, характеризующая устойчивость процесса адаптации, а также степень его инерционности; символ (.)* означает комплексное сопряжение.
Воздействие помехи нефлуктуационного рода вызывает изменение огибающей принимаемого процесса, следовательно, работа такого адаптивного фильтра, направленная на ее выравнивание, приводит к уменьшению влияния помехи.
Второй алгоритм использует информацию о фазовой структуре сигнала М-ФМ. В данном случае вектор ВК определяется следующем образом:
i1i  *
W Wd(|y’i|G)yiXi, (16)
где G – модуль производной информационной составляющей фазы на длительности тактового интервала полезного сигнала. В случае сигнала М-ФМ G=0.
Исследована эффективность использования таких АФ при приеме сигналов М-ФМ на фоне различных нефлуктуационных помех: гармоническая, ретранслированная, сканирующая и фазоманипулированная. Анализ полученных результатов позволяет сделать вывод, что использование фазового алгоритма (16) дает преимущество по сравнению с амплитудным (15): в случае гармонической помехи алгоритм (16) обеспечивает энергетический выигрыш от 1 дБ (M = 2) до более 10 дБ (M=16). Эти величины при алгоритме (15) составляют от 0,5 дБ (M = 2) до 10 дБ (M = 16). Следует заметить, что оба алгоритма позволяют бороться сразу с несколькими гармоническими помехами.
Исследованные алгоритмы адаптивной фильтрации не обеспечивают подавления ретранслированной и сканирующей помехи. В случае фазоманипулированной помехи выигрыш в помехоустойчивости зависит от ее спектральных свойств, так как осуществляется режекция части спектра полезного сигнала. По мере уменьшения скорости помехи относительно символьной скорости сигнала такая помеха становится узкополосной, и вероятность битовой ошибки значительно снижается. При μ=0,5 для всех сигналов наблюдаетсяв1,5–2разауменьшениевероятностиошибкиBER,еслиT /T 8.
пs Режекторный фильтр с адаптацией по методу наименьших квадратов для
подавления гармонической помехи.
При обработке гармонической помехи в структуре фильтра имеется два регулируемых весовых коэффициента w1i и w2i:
wi1  wi  2d x 1 1 i1i
wi1  wi  2d x , 2 2 i2i
(17)
где d – параметр, определяющий скорость сходимости и устойчивость АФ, i – выходной отсчет устройства подавления помехи, x1i и x2i – отсчеты эталонного сигнала, разделенные интервалом дискретизации t.
Моделирование показало, что режекция осуществляется наилучшим образом при величине коэффициента d = 0,0005.
На рис. 7 показано влияние режекторного фильтра на помехоустойчивость демодулятора сигналов М-ФМ при наличии гармонической помехи. Полагалось, что помеха имеет частоту, равную частоте несущей полезного сигнала. Пунктирными линиями показаны зависимости при использовании адаптивного режекторного фильтра. Для сравнения сплошными линиями даны кривые, полученные без фильтра. Энергетический выигрыш от использования фильтра составляет при μ=0,5 и BER=10-2 для М=2 – 2,5 дБ, для M=4 – около 6,5 дБ и для M=8 – более 7 дБ.
а)
б)
Рис. 7. Зависимость вероятности битовой ошибки от ОСШ при использовании адаптивного режекторного фильтра: а – 4-ФМ, б – 8-ФМ.
16

Сравнительная таблица помехоустойчивости предложенных методов и алгоритмов при наличии гармонической помехи приведена на таблице 1.
Таблица 1. Сравнение помехоустойчивости предложенных методов и алгоритмов.
Предложенные методы
Оптимальный алгоритм с некогерентной обработкой помехи Оптимальная нелинейная фильтрация Амплитудный алгоритм адаптивной фильтрации
Фазовый алгоритм адаптивной фильтрации Режекторный фильтр
Сложность приемника
М=2 М=4 М=8 М=16
0,5 2 >5 >10 высокая
2,5 6 10 >10 высокая 0,5 3 5 10 средняя
1 4 >10 >10 средняя 2,5 6 7 низкая
Энергетический выигрыш(дБ)
(интенсивность μ=0,5 и BER=10- 2)
В четвертом разделе представлена методика проведения компьютерного моделирования для исследуемых алгоритмов. Приведены алгоритмы моделирования и описание программ, дано описание блоков модели и результаты моделирования в частотной области при использовании режекторного фильтра при различных значениях коэффициента d. Моделирование потверждает, что при d=0,0005 режекция осуществляется наилучшим образом.
В заключении сформулированы основные результаты диссертационной работы и делаются выводы о эффективности применения различных методов борьбы с нефлуктуационными помехами.
В приложение вынесены листинги программ и акт внедрения результатов диссертационной работы.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В соответствии с поставленной целью в результате проведенных исследований получены следующие основные результаты:
1. Определены основные методы борьбы с нефлуктуационными помехами:
– режекция пораженных помехами участков в спектре принимаемого сигнала;
– компенсационный метод подавления помех;
– адаптивная фильтрация помех при приеме сигнала.
2. Синтезирован и исследован оптимальный алгоритм приема сигналов М-ФМ с
некогерентной обработкой гармонической помехи. Приемник включает в себя многоканальный корреляционный блок формирования оценки дискретного символа и блок формирования весовых коэффициентов, служащий для компенсации влияния помехи. Моделированием установлено, что наибольший энергетический выигрыш наблюдается при расстройке ∆fпTs = 0,5 и составляет для 2-ФМ около 0,5 дБ, для 4- ФМ – около 2 дБ, для 8-ФМ – более 5 дБ и для 16-ФМ – более 10 дБ.
3. Методами оптимальной нелинейной фильтрации синтезирован квазикогерентный алгоритм приема сигналов М-ФМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой и проведен анализ его помехоустойчивости. Приемник содержит цепи формирования копии помехи с последующей ее компенсацией. По сравнению со случаем, когда цепи компенсации гармонической помехи отсутствуют, использование полученных алгоритмов фильтрации фаз значительно улучшает помехоустойчивость приемника. Так, например, при μ = 0,5 для вероятности ошибки BER=10-2 энергетический выигрыш при М=2 составляет около 2,5 дБ, при М=4 – около 6 дБ, при М=8 и М=16 – не менее 10 дБ.
4. Методами оптимальной нелинейной фильтрации синтезирован квазикогерентный алгоритм приема сигналов М-ФМ при доплеровском смещении частоты и проведен анализ его помехоустойчивости. Приемник дополнительно содержит соответствующие цепи слежения за частотой сигнала. Показано, что энергетические потери по сравнению с детерминированным случаем составляют не более 1 дБ даже при высоких относительных скоростях движения передатчика и приемника.
5. Предложен алгоритм адаптивной фильтрации гармонических помех, использующий информацию о постоянной огибающей сигнала М-ФМ, обеспечивающий подавление узкополосных помех и энергетический выигрыш от 0,5 дБ (M = 2) до 10 дБ (M = 16).
6. Предложен алгоритм адаптивной фильтрации гармонических помех, использующий информации о фазовой структуре сигнала М-ФМ, обеспечивающий подавление узкополосных помех и энергетический выигрыш от 1 дБ (M = 2) до более 10 дБ (M=16).
7. Установлено, что исследованные алгоритмы адаптивной фильтрации помех не обеспечивают подавления ретранслированной и сканирующей помехи. При подавлении фазоманипулированной помехи выигрыш в помехоустойчивости зависит от степени ее узкополосности. При μ=0,5 для всех сигналов наблюдается в 1,5 – 2 раза уменьшение вероятности ошибки BER, если T / T  8 .
пs
8. Исследована эффективность применения режекторного фильтра с адаптацией
по методу наименьших квадратов для подавления гармонической помехи. Энергетический выигрыш при использовании фильтра составляет не менее 2,5 дБ (М=2). Для обеспечения лучшего подавления необходимо выбрать оптимальное значение адаптации. Моделирование показало, что при величине коэффициента d=0,0005 режекция осуществляется наилучшим образом.
9. Разработано программное обеспечение для моделирования канала передачи информации с использованием сигналов М-ФМ.
Результаты работы использованы в АО «МНИИРС» и могут быть использованы на других предприятиях радиоэлектронной отрасли, занимающихся разработкой систем передачи дискретных сообщений.
Дальнейшие исследования предполагаются в направлении совершенствования предложенных методов для борьбы с ретранслированным и фазоманипулированными помехами.