Повышение помехоустойчивости приема сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией в системах широкополосного доступа для мобильных абонентов

Во введении обоснована актуальность, определена цель и задачи диссертационной работы. Приведены полученные научные результаты, определена их научная новизна и практическая значимость, сформулированы положения, выносимые на защиту, даны сведения об апробации работы и структуре диссертации.
В первом разделе описаны методы и средства предоставления широкополосных информационных услуг для мобильных абонентов –
авиапассажиров и пассажиров на железнодорожном транспорте. Приведена информация об условиях приема радиосигналов в таких каналах связи, проведен анализ литературных источников, посвященных оценке влияния дестабилизирующих факторов на помехоустойчивость приема сигналов КАМ, намечены направления исследований.
Во втором разделе предложена методика определения вероятности ошибки многоканального корреляционного приемника сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией при наличии нефлуктуационных помех и проведен анализ помехоустойчивости для случаев, когда в радиоканале наряду с шумовой помехой присутствуют следующие нефлуктуационные помехи: гармоническая, сканирующая, фазоманипулированная и ретранслированная. По результатам анализа оценены энергетические потери, вызванные этими помеховыми воздействиями, и определены наиболее опасные виды помех.
Модели типовых нефлуктуационных помех, которые могут присутствовать в радиоканалах передачи информации систем широкополосного доступа для мобильных абонентов, зададим следующим образом:
А). Гармоническая помеха:
s (t)μA cos[(ω Δω )tφ ], п ср 0 п п
где μ – интенсивность помехи относительно средней амплитуды полезного сигнала Аср (1); Δωп – частотная расстройка; φ п – случайная начальная фаза
помехи, равномерно распределенная на полуинтервале (-, +]. Б). Фазоманипулированная помеха:
s(t)μAacos[(ω ω)tφ],t((j1)T,jT],j1,…,N, псрj0пп пп
где a  1 – случайный символ помехи; T  T N ; N – относительная скорость jп
манипуляции помехи.
В). Ретранслированная помеха – задержанный сигнал (1):
s (t)μs(tτ,φ ), пiп
где τ – временная задержка. Г). Сканирующая помеха:
Сигнал многопозиционной квадратурной амплитудной модуляции на
тактовом интервале, равном длительности канального символа Ts, несущего
информацию о k=log2 M информационных битах, может принимать одно из М возможных значений:
ω(t)ω ω 2ωt T, п ср п п п 0 д д с
s (t)μA cos(ω (t)tφ ),
где ωд – девиация помехи; Tс – период сканирования.
s(t)A (I cosωtQsinωt), t(0,T],i0,1,…M1, iсрi0i0 s
(1)

N0 0 принимаемого колебания
с опорными сигналами
Ji 
2A Ts
ср x(t)sопi(t)dt,i0,1,…M1 (2)
где A  2E /Т – средняя амплитуда сигнала (E E log M – энергия ср sср s sср bср 2
канального символа, средняя по всем информационным комбинациям; Ebср –
средняя энергия, приходящаяся на один бит информации), Ii и Qi – коэффициенты, определяющие амплитуды квадратурных компонент сигнала; ω0 – несущая частота. Когерентный приемник сигнала (1) в присутствии белого гауссовского шума
n(t) содержит М корреляционных каналов и вычисляет М интегралов свертки
x(t)si(t)sп(t)n(t) s (t)IcosωtQsinωt.
(3)
опi i 0 i 0
Решающее устройство в результате сравнения вычисленных интегралов (с учетом
порога) принимает решение по максимуму правдоподобия в пользу того или иного канального символа. При этом полагаем, что синхронизация приемника идеальна.
Вероятность ошибочного приема m-го канального символа можно вычислить по формуле
M1 
i0 mi
коррелятора приемника больше выходного значения любого другого i-го коррелятора при условии, что передавался m-й символ;
 Esср[(I2Q2)(I2Q2)] mi N m m i i
– порог принятия решения, определяемый полуразностью энергий сравниваемых канальных символов.
Вероятность битовой ошибки Реb при достаточно большом отношении сигнал/шум с учетом кодирования Грея можно найти по формуле:
P P /log M. eb es 2
линейные комбинации mmi и дисперсии Dmi. При этом учтем, что
P 1 es
p(J J  ) , i m i mi m
(4) где pi (Jm  Ji  mi ) m – вероятность того, что выходное значение m-го
(5) Предположим сначала, что случайные параметры помехи, например, ее начальная фаза, являются фиксированными величинами. В этом случае распределения случайных процессов Ji на выходах всех корреляторов демодулятора можно считать нормальными и можно рассчитать условные по этому параметру статистические характеристики: средние значения mi , их
n(t)0;n(t1)n(t2) N0 δ(t2 t1);ω0Ts 1. 2
После проведения этих расчетов по всем возможным комбинациям m и i можно определить вероятности ошибки, условные по параметрам помех, входящие в (4):
m1
pi(Jm Ji mi) m 1Q( mi ),Q(x) et2/2dt.
Dmi 2 x
и далее – условные вероятности символьной и битовой ошибки.
Безусловную вероятность битовой ошибки получаем численным усреднением полученных результатов по параметрам помех.
В результате расчетов статистических характеристик распределений на выходах корреляционных каналов когерентного приемника сигналов КАМ при наличии шумовой и нефлуктуационных помех разного вида получены следующие результаты, приведенные в табл. 1.
Таблица 1. Статистические характеристики распределений. Математическое ожидание mmi
Гармоническая и сканирующая помеха
2Esср {0,5[(I I )2 (Q Q)2]μsin[(I I )cosφ (Q Q)sinφ ]}, ωпTs Nmimimiпmiп2
Фазоманипулированная помеха
2Esср μ sinx {0,5((I I )2 (Q Q)2)
N1 N1 ωT [(I I ) a cos(x(2j1)φ )(Q Q) a sin(x(2j1)φ )]}, п s
jпmi
0 j0 j0
jп


NmimiNxmi 2N
Ретранслированная помеха
2Esср (0.5(I I)2 (Q Q)2 (I I Q Q II QQ)cosφ  μ(I Q IQ IQ IQ)sinφ  Nmi miTmjmjijij пTmjjmijji п
0ss (1  )(I 2 Q 2 I I Q Q)cosφ (1  )μ(I Q IQ )sinφ ),
TmmmimiпTmiimп ss
Дисперсия Dmi
Для сравнения результатов при разных видах нефлуктуационных помех на
рис. 2 показаны сводные зависимости вероятности ошибки Peb от отношения сигнал/шум Ebср N0 при одинаковой интенсивности мешающих воздействий μ=
0,1 для М=4 и М=32. Рассмотрен случай, когда все помехи являются прицельными, т.е. центральные частоты их спектров совпадают с несущей частотой ω0 сигнала КАМ. Для фазоманипулированной помехи принято N=2, для ретранслированной – τ/Ts =0,5, для сканирующей – ωдTs  6 .
Наибольшее снижение помехоустойчивости наблюдается в случае гармонической помехи: для М=32 энергетические потери по сравнению со
2Esср [(Im Ii)2 (Qm Qi)2] N0

случаем отсутствия помехи составляют около 2 дБ при вероятности ошибки 10-2. В остальных случаях проигрыши меньше и составляют следующие значения: фазоманипулированная – 1,2 дБ; ретранслированная – 0,6 дБ, сканирующая – 0,5 дБ. Для М=4 при вероятности ошибки 10-6 проигрыши меньшие и составляют, соответственно, 1,2 дБ; 0,65 дБ; 0,5 дБ; 0,4 дБ.
При возрастании интенсивности помех ситуация значительно ухудшается. Это подтверждают графики, приведенные на рис. 3, где показаны кривые помехоустойчивости для всех вышерассмотренных нефлуктуационных помех в зависимости от интенсивности помех μ при М=4 и М=32. Видно, что возрастание величины μ от 0 до 1 вызывает ухудшение вероятности ошибки на несколько порядков.
По графикам раздела 2 рассчитаны величины энергетических проигрышей при приеме сигналов КАМ на фоне исследованных нефлуктуационных помех, результаты анализа приведены в табл. 2 и 3.
а)
б)
Рис. 2. Зависимости вероятности битовой ошибки Peb от отношения
сигнал/шум Ebср N0 (дБ) для М=4 (а) и М=32 (б).

Рис. 3. Зависимость вероятности битовой ошибки Peb от интенсивности помех μ для М=4 и М=32.
Таблица 2. Величины энергетического проигрыша при приеме сигналов КАМ на фоне нефлуктуационных помех малой интенсивности.
Тип помехи (интенсивность μ = 0,1)
Гармоническая Ретранслированная Фазоманипулированная Сканирующая
Энергетический проигрыш (дБ) при вероятности ошибки 10-3
М = 4 0,3
0,22 0,22 0,15
М = 16 1,5
1 1,3 0,8
М = 32 3,1
2 2,5 1,8
М = 64 7
6 3,8
Таблица 3. Величины энергетического проигрыша при приеме сигналов КАМ на фоне нефлуктуационных помех большой интенсивности.
Тип помехи (интенсивность μ = 0,5)
Гармоническая Ретранслированная Фазоманипулированная Сканирующая
Энергетический проигрыш (дБ) при заданной вероятности ошибки
М = 16 М = 32 М = 64 (10-3) (10-3) (10-3)
Проигрыш критически велик
М = 4 (10-3)
>10 7 7,4 6
Показанное соотношение влияния помех соблюдается не всегда и может меняться, так как зависит от множества параметров помех. Установлено также,
что влияние помех значительно снижается при их большой частотной расстройке относительно центральной частоты спектра полезного сигнала.
На рис. 4 для сравнения показаны графики помехоустойчивости когерентных приемников сигналов КАМ и сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией (М-ФМ) одинаковой позиционности и с одинаковой средней энергией в присутствии рассмотренных нефлуктуационных помех при μ=0.1 и следующих параметрах помех: фазоманипулированная – при относительной скорости манипуляции помехи N=3, ретранслированная – при относительной задержке τ/Тs=0,5, сканирующая – при ΔωдTs =6. Рассмотрены случаи, когда центральные частоты спектров помех совпадают с несущей частотой ω0 полезного сигнала.
а) б)
Рис. 4. Зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум
(дБ) для КАМ (штриховые линии) и М-ФМ (сплошные линии): 1 – без помехи; при нефлуктуационных помехах: 2 –сканирующая; 3 – фазоманипулированная;
4 – ретранслированная; 5 – гармоническая. а– М=16;б–М=32.
Из сравнения этих графиков следует, что в радиоканалах со сложной помеховой обстановкой предпочтение следует отдать сигналам КАМ. Энергетический выигрыш при приеме по сравнению со случаем М-ФМ во всех случаях составляет более 3 дБ при одинаковой позиционности сигналов.
В третьем разделе исследовано влияние погрешностей работы узлов приемника на помехоустойчивость когерентного приема сигналов КАМ, а именно, фазовой погрешности при формировании опорных колебаний и погрешностей тактовой синхронизации, а также амплитудного и фазового разбаланса квадратур. При расчетах вероятности ошибки использована методика, приведенная во втором разделе.

М
4 16 32 64
Допустимая фазовая погрешность
3o (π/60)
2o (π/90)
1,5o (π/120)
1o (π/180)
Допустимая погрешность тактовой синхронизации, % 5
3
14
Получены зависимости вероятности ошибки от перечисленных характеристик. Это позволило оценить допустимые отклонения параметров приемника от номинальных значений (табл. 4 и 5).
Таблица 4. Допустимые погрешности оценивания фазы несущей и тактовой синхронизации (при энергетических потерях 0,5 дБ).
В
нефлуктуационных помех, в частности, наиболее опасной гармонической помехи, при приеме сигналов КАМ. Синтезирован оптимальный приемник сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой с некогерентной обработкой такой помехи и предложен алгоритм адаптивной фильтрация нефлуктуационных помех, следящий за фазовой траекторией сигнала КАМ. Оценен выигрыш в помехоустойчивости предложенных методов борьбы с нефлуктуационной помехой.
четвертом
разделе
разработаны
алгоритмы подавления
Таблица 5. Допустимый амплитудный и фазовый разбаланс квадратур (при энергетических потерях 0,5 дБ).
М
4 16 32 64
Допустимый амплитудный разбаланс, %
–
5
~3
Допустимый фазовый разбаланс
3o (π/60)
3o (π/60)
~2o (π/90)
~1,5o (π/120)
Оптимальный алгоритм приема многопозиционных сигналов КАМ с некогерентной обработкой гармонической помехи.
Методами статистической радиотехники получен алгоритм приема многопозиционных сигналов КАМ с некогерентной обработкой гармонической помехи, случайная начальная фаза которой равномерно распределена на интервале (0, 2π]:
(6)


Jiln(I0(Ui)) J ln(I(U))ji ,i,j0,…,M1.
j0j
где составляющие Ji определяются из (2),
При сравнении вычисляемых величин необходимо учитывать, что пороги принятия решения не нулевые, а равны полуразности энергий соответствующих посылок сигнала.
Для оценки эффективности схемы некогерентной обработки гармонической помехи было проведено моделирование приема для сигналов 4-КАМ и 16-КАМ. Рис. 5 иллюстрирует зависимость вероятности битовой ошибки Peb от расстройки помехи при μ = 0,5 и отношении сигнал/шум Ebср / N0 =7дБ. Наибольший выигрыш по
помехоустойчивости наблюдается при расстройке ∆fпTs = 0,5. Так, для 4-КАМ вероятность ошибки снижается в 2,5 раза, для 16-КАМ – в 2,8 раза.
На рис. 6 показаны зависимость вероятности битовой ошибки Peb от отношения сигнал/шум (дБ) при ∆fпTs=0,5. Штриховые линии соответствуют случаю включенной схемы некогерентной обработки помехи. Для сравнения сплошными линиями даны кривые, полученные без обработки помехи. При μ=0,5 и Peb=10-2 для 4-КАМ включение схемы некогерентной обработки помехи дает энергетический выигрыш около 2 дБ, для 16-КАМ – более 5 дБ.
U X2Y2; iii
2μA Ts 2μA Ts
X  ср [x(t)s(t,C)]cosωtdt;Y  ср [x(t)s(t,C)]sinωtdt.
iNiiпiNiiп 00 00
а) б)
Рис. 5. Зависимости вероятности битовой ошибки от расстройки помехи с
обработкой (1) и без обработки помехи (2): а – 4-КАМ, б – 16-КАМ.
Установлено также, что схема некогерентной обработка гармонической помехи сохраняет работоспособность и при небольших неточностях установки частоты (ΔfпTs=±0,1) и уровня (∆μ=±0,1) копии помехи в приемнике.
Аналогичная методика синтеза алгоритма компенсации влияния гармонической помехи была использована в научной группе кафедры для сигналов М-ФМ. При М = 4 полученные результаты в обоих случаях совпали.
а) б)
Рис. 6. Зависимости вероятности битовой ошибки от отношения сигнал/шум (дБ) при μ=0 (1), μ=0,1 (2), μ=0,5 (3), μ=0,9 (4): а – 4-КАМ, б – 16-КАМ.
Адаптивная фильтрация гармонической помехи при приеме сигналов КАМ
В случае, когда априорных сведений о помехах мало, эффективным способом борьбы с ними является использование адаптивных фильтров – нерекурсивных цифровых фильтров с регулируемыми весовыми коэффициентами (ВК). Элемент выходной последовательности такого фильтра в пространстве комплексных огибающих можно записать следующим образом:
где – вектор последовательности входных отсчетов
фильтра; – вектор ВК в i-й момент времени; N – длина фильтра. Алгоритм подстройки ВК контролирует форму (наклон) фазового импульса
принимаемого сигнала в соответствии с уравнением:
*
Wib|yi’|yi Xi , (7)
где b – коэффициент, определяющий степень инерционности и устойчивость процесса адаптации.
В результате работы АФ происходит выравнивание фазового импульса и, как следствие, уменьшение влияния помехи и повышение точности фильтрации.
Xi [xi ,xi1,…xiN1]
yW i
тi Xi,
ii
Wi [w0,…wN1]т
Wi1 
Моделирование алгоритма (7) проводилось для сигналов 4-КАМ и 16-КАМ при наличии в радиоканале шумовой и гармонической помех. При моделировании рассмотрен случай, когда частота помехи совпадает с центральной частотой спектра сигнала, что является наихудшей ситуацией с точки зрения помехоустойчивости приема.
Зависимости вероятности битовой ошибки Peb от отношения сигнал/шум Eb/N0 при наличии гармонической помехи приведены на рис. 7. Из полученных графиков видно, что в случае 4-КАМ с возрастанием интенсивности помехи возрастает и эффективность ее фильтрации, но для 16-КАМ адаптивный фильтр улучшает помехоустойчивость приема лишь в малой степени. При малых величинах μ < 0,2 наблюдается даже ухудшение помехоустойчивости за счет частичного подавления фильтром полезного сигнала. Кроме этого для сигнала 16- КАМ в этом диапазоне μ наблюдалась неустойчивость процесса адаптации. а) б) Рис. 7. Зависимости вероятности битовой ошибки Peb от отношения сигнал/шум Eb/N0 (дБ) для: а) М = 4, б) М = 16. Штриховые линии – без АФ; сплошные линии – с АФ (алгоритм (7)). Видно, что в случае М = 4 использование адаптивного фильтра существенно повышает помехоустойчивость приема сигналов. Энергетический выигрыш при μ = 0,3 составляет около 2 дБ, при μ = 0,5 доходит до 4 дБ и увеличивается с возрастанием μ. При М = 16 исследуемый алгоритм работы АФ, хотя и сохраняет работоспособность, но его эффективность низка – энергетический выигрыш при μ = 0,5 составляет ориентировочно от 0,1 до 0,5 дБ. Это объясняется тем, что сигналы КАМ с М ≥ 16 имеют амплитудную модуляцию, и скачки амплитуды, возникающие в тактовые моменты, приводят к резким изменениям комплексной огибающей и ее производной, что нарушает процесс адаптации. Аналогичный адаптивный алгоритм компенсации гармонической помехи был использован в научной группе кафедры для сигналов М-ФМ. При М = 4 полученные результаты в обоих случаях совпали. Пятый раздел посвящен экспериментальным исследованиям. Приводятся результаты замеров отношения сигнал/шум на входе экспериментального модема в сети LTE на маршруте следования железнодорожного состава Москва – Санкт Петербург и результаты оценки помехоустойчивости приема сигналов КАМ в присутствии гармонической помехи на экспериментальном стенде. Экспериментальные испытания позволили определить реальный диапазон отношений сигнал/шум, использованный затем в теоретической части работы, и подтвердили выводы, сделанные в разделе 2 в отношении влияния гармонической помехи. В заключении сформулированы основные результаты диссертационной работы. В приложении приведены программы компьютерного моделирования канала передачи информации с использованием сигналов 16-КАМ, акты об использовании результатов диссертационной работы и копия документа на объект интеллектуальной собственности. ОСНОВНЫЕ ВЫВОДЫ И РЕЗУЛЬТАТЫ ИССЛЕДОВАНИЯ В соответствии с поставленной целью в результате теоретических и экспериментальных исследований получены следующие основные результаты: 1. Определены наиболее типичные виды нефлуктуационных помех, которые могут присутствовать в радиоканалах систем широкополосного доступа для мобильных абонентов. К ним относятся гармоническая, сканирующая, фазоманипулированная и ретранслированная помехи. 2. С использованием методов статистической радиотехники проведен анализ влияния нефлуктуационных помех на помехоустойчивость когерентного приемника сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией. 3. Показано, что наиболее опасной с точки зрения снижения помехоустойчивости приема сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией является прицельная гармоническая помеха. Далее опасность нефлуктуационных помех убывает следующим образом: фазоманипулированная, ретранслированная, сканирующая. Так, для М=32 при интенсивности гармонической помехи μ = 0,1 энергетические потери по сравнению со случаем отсутствия помехи составляют около 2 дБ (при вероятности ошибки 10-2). При воздействии других помех проигрыши составляют следующие значения: фазоманипулированная – 1,2 дБ; ретранслированная – 0,6 дБ, сканирующая – 0,5 дБ. Для М=4 (при вероятности ошибки 10-6) проигрыши меньшие и составляют, соответственно, 1,2 дБ; 0,65 дБ; 0,5 дБ; 0,4 дБ. При интенсивности помех μ>0,3 качественный прием сигналов становится невозможным без использования специальных мер по борьбе с этими помехами. В связи с этим при разработке методов и устройств приема сигналов КАМ в сложной помеховой обстановке необходимо предусмотреть синтез алгоритмов подавления таких помех. При этом в первую очередь необходимо обратить внимание на синтез алгоритмов, направленных на подавление узкополосных (гармонических) помех, обладающих наибольшим мешающим эффектом.
4. Проведено сравнение помехоустойчивости когерентных приемников сигналов КАМ и сигналов с многопозиционной фазовой манипуляцией (М-ФМ) одинаковой позиционности и с одинаковой средней энергией в присутствии рассмотренных нефлуктуационных помех, которое позволяет утверждать, что в радиоканалах со сложной помеховой обстановкой предпочтение следует отдать сигналам КАМ. Энергетический выигрыш при приеме по сравнению со случаем М-ФМ во всех случаях составляет более 3 дБ при одинаковой позиционности сигналов.
5. Проведен анализ влияния фазовых погрешностей при формировании опорных колебаний и погрешностей тактовой синхронизации при когерентном приеме сигналов КАМ, который позволил сделать следующий вывод:
– при допустимой величине энергетических потерь при приеме, равной 0,5 дБ за счет каждой из этих погрешностей, максимальная фазовая погрешность должна быть от ~30 при М = 4 до ~10 при М = 64, а допустимая погрешность тактовой синхронизации – от ~5% при М = 4 до ~2% при М = 64; для обеспечения более жестких требований к величине потерь и величине BER требования к указанным погрешностям существенно возрастают.
6. Проведен анализ влияния амплитудного и фазового разбаланса квадратур при когерентном приеме сигналов КАМ, который позволил сделать следующие выводы:
– амплитудный разбаланс квадратур при М≥16 ведет в существенному снижению помехоустойчивости приема сигналов КАМ. Допустимым отклонением амплитуды в этом случае можно считать величину 5%;
– фазовый разбаланс квадратур сильно влияет на помехоустойчивость когерентного приема сигналов КАМ. С увеличением позиционности сигналов это влияние также усиливается. Если для 4-КАМ и 16-КАМ можно считать допустимой фазовую погрешность в 0,05 рад (30), то 64-КАМ эта погрешность уже приводит в существенным энергетическим потерям (около 1 дБ). При
большей фазовой погрешности энергетические проигрыши многократно возрастают, особенно при больших М.
7. Синтезирован оптимальный приемник сигналов КАМ на фоне гармонической помехи со случайной начальной фазой с некогерентной обработкой помехи. Моделированием установлено, что при μ=0,5 для 4-КАМ включение схемы некогерентной обработки помехи дает энергетический выигрыш около 2 дБ, для 16-КАМ – более 5 дБ. Наибольший выигрыш в помехоустойчивости наблюдается при расстройке ∆fпTs = 0,5.
8. Предложен алгоритм адаптивной фильтрация нефлуктуационных помех, следящий за фазовой траекторией сигнала КАМ. Моделированием установлено, что энергетический выигрыш при μ = 0,5 для 4-КАМ доходит до 4 дБ, для 16-КАМ –до0,5дБ.
9. Разработано программное обеспечение для моделирования канала передачи информации с использованием сигналов КАМ.
10. Проведены натурные аппаратурные исследования помехоустойчивости приема сигналов 16-КАМ в присутствии гармонической помехи, результаты которых подтвердили теоретические выводы.
Результаты работы использованы в АО «МНИИРС», ООО «ВизКом» и могут быть использованы на других предприятиях радиоэлектронной отрасли, занимающихся разработкой систем передачи дискретных сообщений.
Направлением дальнейших исследований является совершенствование методов и алгоритмов для борьбы с нефлуктуационными помехами.